&& 日本三肯公司为适应中国国内彩电降价“大战”的实际情况，根据STR-S6709厚膜电路在中国推广的成功经验，及时调整产品结构，向中国市场推出最新彩电开关稳压电源厚膜块STR-68656，在技术上采用最新叠层结构(开关功率场效应管与散热板贴近，其他数字门等小功率元件叠在上方），使体积减小，仅5只引脚；运用在变压器初级取样稳压，使外围电路简化；功率场效应管雪崩击穿耐受量提高，省去许多反峰高电压吸收回路和泄放电路。该厚膜电路价格仅是STR-S6709的十分之六，价格大幅度下降而性能还有所提高。适用于大屏幕普及型彩电使用，因为它未采用B+直接取样稳压，B+电压如在130V，稳定度为At／△U±1V。日本三肯公司曾派专家到康佳，专门介绍了该产品的设计思想和运用的特点，希望通过康佳产品成功实践而推广到中国各彩电厂家。
&&& 康佳第二代超级芯片S系列彩色电视机的主芯片采用德国微科公司的VCT3801A(P2971S采用VCT3803A)，开关稳压电源采用日本三肯公司的最新厚膜电源ICSTR-G8656(2l英寸采用STR-G5653，它与G8656 PIN对PIN，各脚位均相对应，工作原理完全一样)。本文仅介绍G8656及外围元件组成。该电源稳压电路采用初级取样方式。正常工作时工作于准谐振(QRC)状态，待机及听伴音时工作于PRC状态。
& STR-G8656采用5脚SIP绝缘模块封装，内部集成了功率场效应管和控制器以及高精度的误差放大器。主要包括启动电路，逻辑电路，振荡器，高精度误差放大器，软激励电路以及过流、过压、过热等保护电路。并有启动电流小，功率MOS管雪崩击穿(耐受)能量高的优点。
& 该电源电路的主要特点如下：
& 1.电源电压范围宽，交流电压输入可存130～265V(国内销售机型)。
& 2.采用初级取样，节省次级取样误差放大电路。
& 3.电路形式简单，外围元件少。
& 4.采用准谐振工作方式，降低导通损耗和EMI(电磁脉冲干扰)值。
&&& 5.具有多种保护电路。
&&& 下面以康佳彩电P2971S机型为例介绍该电源电路的工作原理。& P2971S的开关电源电路原理图如图1所示，它由以下部分组成：
&&& 1.整流滤波电路：线性共轭滤波器L901、L902，桥式整流器VC901，为防浪涌电流的负温热敏电阻R901，滤波电容C910等。
&&& 2.开关稳压电路：开关变压器T901，启动电阻R903，厚膜集成电路N907(G8656)，正反馈电路VD947、C96l，取样电阻R967，滤波电路R968、C953，导通延迟电路R969、VD952、C960、VD951(上述元件均在T901的初级一侧)。
&&& 3.次级整流滤波电路：行电源VD906、C927，场正电源VD911、C939，场负电源VD912、C946，场逆程及行推动电源VD913、C945，整机芯片供电电源VD904、C926，伴音功放电源VD905、C925。
&&& 4.待机控制电路：R113、V102、R129、VD908、R919、V902、N902、R916、V905、V904、V906。
&&& 5.整机芯片供电控制电路：N904、N905、N906、V904、V905、V906。& 1.启动振荡
& 接通电源后，市电交流220V经VC901整流，R901抑制浪涌，C910滤波后得到大约300V的直流电压。该电压经开关变压器的初级绕组（13）～⑩及电感L904、L914加至N907的①脚(内部功率场效应管的漏极)；另一路经R903降压限流后加至N907④脚，对电容C961进行充电。当充电到16V的启动电压后，内部振荡器开始工作。开关脉冲经内部软驱动器放大后，推动开关管导通，开关变压器初级流过电流。当开关管截止时，正反馈绕组（15）～（17）的感应电压经VD947整流，C961滤波获得约32V的直流电压，以取代开机时由R903提供的开启电压，使电源IC(N907)正常工作，T901次级绕组向各级负载提供直流电压。
&&& 2.稳压原理
&&& 该开关电源采用初级取样方式进仃稳压(STR-G8656也可采用次级取样方式，但需使N907的④脚电压低于28V)。输出电压的定电压控制以④脚得到的+32V为取样电压，由流过内藏误差放大器的反馈电流进行的。该反馈电流流经R968及R967到地，在Ic⑤脚形成直流电压V(R968)。同时开关管在导通期间的漏极电流ID在R967上形成锯齿波电压V(R967)。当此两个电压叠加后之和超过比较器1的门限值O.73V时，比较器翻转，使振荡器进入0FF状态，关断开关管。例如当某种原因使开关电源的+B电压升高时，通过变压器的耦合，初级的正反馈绕组电压也升高，加至N907的④脚，经过内部高精度的误差取样放大电路放大后的反馈电流也增大，在电阻R968上形成的直流电压也升高，更快达到比较器1的阀值，使振荡器更快进入OFF状态，即降低了开关脉冲的占空比，从而使+B电压降低以达到稳压目的。反之亦然。
& 3.准谐振延迟电路
&&& 当开关管截止后，初级绕组在开关管导通时储存的能量通过变压器传递到次级。次级二极管导通，向负载释放能量。当释放完能量后，此时开关管并不马上导通。初级绕组与开关管漏极的电容C954开始进行串联谐振。开关管何时导通由延迟电路决定。正常工作时，超级芯片VCT3803A的⑨脚为低电平，V102截止，V902导通，光耦N902导通(光耦在整个电源电路中只是起一个开关的作用，并没有参与调压)。在开关管截止时，正反馈绕组电压经VD952整流取出正极性的脉冲波形，R969与R968分压，经光耦N902到C960，由R969与C960形成的Rc延迟后，通过VD951到达N907⑤脚，再与比较器2的门限值进行比较，控制开关管在谐振电压到达最低点时导通。降低了开关管的导通损耗和EMI电磁脉冲干扰值。
&&& 4.光耦在稳压和待机状态的动作及作用
&&& 光耦在整个电源稳压电路中只是起一个开关的作用。在正常工作中，光耦N902导通，将反馈绕组的正极性脉冲波形送到厚膜电源Ic⑤脚，IC内部将之与比较器2的门限值进行比较，使开关管在谐振电压到达最低点时导通。在待机和听伴音状态，光耦N902截止，IC⑤脚因没有该反馈脉冲波形而进入PRC工作状态。如果不考虑待机和听伴音状态，则可取消该光耦。在光耦③～④脚处直接用铁线短路，控制光耦(①～②脚)的电路部分都可取消。电源照样正常工作。这样将没有PRC状态，即电源始终处于准谐振状态。但由于待机和听伴音时，负载很小，电源的工作频率将很高，尤其在交流输入电压很高时，可达到150kHz。这样电源IC的关断损耗很大(即关断时储存在漏极电容上的能量在功率MOS管下一个导通周期的导通开始瞬间流过MOS的损耗)，造成电源散热片温升很高。同时变压器的铁损和铜损也很高，变压器的温升也大。因此，在待机和听伴音时，增加一个光耦进行切换。使电源在轻负载时，工作于PRC模式，使之工作频率降低以降低损耗，保证电源散热片和变压器的温升不致过高。因此该光耦只是一个开关，并没有参与调压作用。
&&& 5.待机和听伴音控制电路
&&& 当待机和听伴音时，VcT3803A(N103)的（64）脚为高电平。V102导通，V902截止，光耦N902截止，N907的⑤脚由于没有正反馈绕组脉冲而进入PRC工作模式(注：PRC是PulSe RatIo Contro1缩写，即关断时间一定，调节导通脉冲宽度的控制方式的简称)。MOS管的OFF时间由内部固定为50¨S(20kHz)，此时⑤脚的电压为MOS管导通时的ID电流在R967上形成的锯齿波电压V(R967)和内部固定偏流在R968上形成的直流压降之和，它与比较器1的阈值比较来决定MOS管的ON时间。
&&& 待机时，VcT3803A(N103)的⑦脚(POWER)为低电平，V905截止。V904，V906因没有电流通路而截止。截断了供给主芯片解码和行场部分，以及中频Ic，伴音处理IC等的电源，只留下待机的5VCPU电源。
&&& 听伴音时，POWER脚为高电平。V905导通，V904、V906导通，供给整机芯片的所有电源。但由于VcT3803A(N103)的(64)脚为高电平，其连通至该芯片的(32)脚也为高电平。该脚电位在低电平时整机正常工作，在高电平时将关断行输出信号，即关断行负载。此时整机电路其他部分正常。即进入了听伴音状态。&1.初级保护
& (1)防浪涌电压保护
& 由于初级电源滤波电容c910的容量较大，为防止开机瞬间的浪涌电流烧坏整流桥堆VC90l，同时保护开关管在电源启动时免受大电流的冲击，在开关电源的输入回路上串入了负温度系数的热敏电阻R90l(常温状态下为5w)。在刚接通电源时，R901为冷态，其阻值为5w，能使浪涌电流控制在允许的范围内。随通电时间的延长，其阻值降低为接近于零，减少了不必要的热损耗。
&&& (2)过流保护
&&& 当彩电发牛短路故障时，N907⑤脚上的锯齿波电压上升，超过比较器1的阈值电压后翻转，使场效应开关管进入截止状态。输出电压降低而得以保护。
&&& (3)过压保护
&&& 当次级电压升高或稳压环路失控导致N907④脚电雎达到37.5V时，IC内部的OVP保护电路动作。持续8μS后，进入锁定状态。&&& &&&&&&& (4)过热保护(只有STR-G5653才有，STR-G8656无)
&&& 当后膜电源Ic中基板的温度超过140℃时，过热保护电路动作。同样，持续8μS后进入锁定状态。
&&& 锁定状态时，N907④脚电压波形为16V-10V-16V-10V的锯齿波电压。要解除锁定状态，须使该脚电压低于6.5V(关机以后重新开机即可)。由于MOS功率开关管的高雪崩能量保证以及变压器设计时留有的电压余量，本机减化了反峰吸收电路。
&&& 2.次级保护
&&& (1)场脉冲保护
&&& 当某种原因(例如场输出短路)，使得加至VCl3803A(N103)(31)脚的场脉冲幅度低于2.5V时，CPU使超级芯片N103输出的RGB信号(即VcT3803A的(42)，(43)，(44)脚)消隐。保护显像管不致损坏。
&&& (2)X射线保护
&&& 当灯丝电压超过6.9V时，灯丝电压脉冲经VD914整流，c918滤波以及R933与R934的分压后，使18V的稳压管击穿，对电容C957进行充电，充电电压达到O.6V～0.7V后，V909导通，V948导通，VcT3803A的⑥脚电平变低(正常工作时为高电平)，CPU控制使机器自动关机处于保护关机状态。由于V909与V948接成可控硅模式，即使触发电平消失，依靠本身的电流也维持锁定状态。因此此种保护需重新开机才能“解锁”。
&&& 附：光电耦合器在开关稳压电源中的作用
&&& 开关稳压电源电路中光电耦合器可以传递开关信号，也可以传递误差放大信号。但两种不同的运用，需要在发光二极管及光敏三极管的不同状态(饱和、截止或放大区)下才能进行传递开关信号或放大误差信号；
& 一、传递开关信号
& 截止状态：
& ①～②(发光二极管)电位差：1.2／1.3V(发光强)
&&& ④～③(光敏三极管饱和导通)电位差：0.1～0.4V(饱和压降)，Ic最大，约几毫安。& 饱和导通状态：
& ①～②(发光二极管)电位差：小于0.7V(不发光)
&&& ④～③(光敏三极管截止)电位差：大于6V(根据电源电压不同，接近电源电压)、Ic≈0。
& 二、传递误差放大信号
& ①～②& (发光二极管)电位差：1V左右变化(亮度变化很灵敏)
&&& ④～③(光敏三极管工作于放大区)电位差：5～10V变化(根据电源电压和负载线有所不同)，Ic约在1mA～3mA之间变化。
&&& 第二点：如使用光电耦合器还必须采用如图2的比较放大器(也可用分立元件组成)，将取样电压(B+)的变化值分压后加在三极管的基极上，与发射极上稳定的电位作比较，放大后由集电极反相位输出；集电极电流的变化也就是发光二极管电流的变化，使发光二极管在灵敏区亮度变化，并将误差信号反相放大后传递给光敏三极管，再经控制放大电路才能达到稳定B+的目的。
&&& 最后还需说明一点，在我国大屏幕彩电中采用STR-S6709系列或STR-M6800系列厚膜电路很多，这两种Ic内部的振荡器中，是用光耦反馈电流改变振荡器中电容器的充电电流，从而控制达到门限电压Vthl≈0.73V的充电时间。新型的STR-G8656系列Ic内部，使用了直流偏置来控制导通时间。以便微调功率开关场效应管的占空比，达到稳压的目的。两者可靠性均相同，后者电路更简单。
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