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第四章频域分析.ppt227页
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频域分析法 例如：对一阶系统，易知：?b
1/T 注意到，一阶系统： 因此： 即带宽与上升时间及调节时间均成反比。 第四章
频域分析法
剪切率 对数幅频特性曲线在截止频率附近的斜率。 剪切率越大，表明系统从噪声中识别有用信号的能力越强，但此时Mr往往也较大。 第四章
频域分析法 六、频域指标与时域性能指标间的关系
常用频域性能指标
开环：开环增益K、幅值穿越频率?c 、相
闭环：谐振峰值Mr、谐振频率?r、截止频
率?b 第四章
频域分析法
典型二阶系统 Xi s
频域分析法
开环频域指标与时域性能指标的关系
?c 与最大超调量Mp 第四章
频域分析法 注意到： 即?
?c 与最大超调量存在确定的关系。 第四章
频域分析法 由图可见，? 越大， ?
?c 越大， Mp越小。 通常，要求：30° ? ?
? 70° 此时： 0.27 ?
42％ 0 10 20 30 40 50 60 70 80 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 ? ?
° 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Mp
Mp－? ?－? 第四章
频域分析法
?c 、?c与调节时间ts 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 ts?c ?
° 可见，对确定的?
，ts与?c成反比。 第四章
频域分析法
闭环频域指标与时域性能指标的关系
谐振峰值Mr与超调量Mp 第四章
频域分析法 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 ? Mr Mp
Mr Mp 当Mr小于1.4时， Mp 27%。 第四章
频域分析法
谐振频率?r与调节时间ts 的关系 可见，对确定?，ts与?r成反比。 第四章
频域分析法 对欠阻尼二阶系统：
带宽?b与上升时间tr、调节时间ts 的关系 第四章
频域分析法 注意到，二阶系统： 因此，带宽与上升时间及调节时间成反比。 即对确定
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几种控制方式的比较 - 基于脉冲负载的中小功率开关电源研究
来源：本站整理
作者：秩名日 10:28
[导读] 3 几种控制方式的比较 3. 1 影响脉冲负载的主要因素 由脉冲负载的基本原理可以得到， 影响电压跌落的因素有输出电容的等效电阻、等效电感和输出电容
　　3&& 几种控制方式的比较
　　3. 1&& 影响脉冲负载的主要因素
　　由脉冲负载的基本原理可以得到， 影响电压跌落的因素有输出电容的等效电阻、等效电感和输出电容的容量以及反馈环路的响应速度。负载电流变换越快， 等效电感导致的电压跌落幅度越大。在实际电路中， 输出电容的等效电阻、等效电感可以通过选取合适的电容及合理的版图布局进行改善。从图6 可以看出， 影响电压跌落的幅度归咎到反馈环路的响应速度， 即取决于反馈环路的带宽。
图6 图5中B处的放大波形
　　在非隔离的电源中， 线性稳压器可以实现很宽的带宽， 通常可大于500 kHz。因此， 线性稳压器能显着减小负载突变时输出电压的跌落幅度， 也可以减少输出滤波电容， 但是， 线性非隔离变换器存在效率低的缺点。在隔离的变化器中， 由于存在反馈环路的延迟， 尤其是采用光耦隔离的电源， 光耦的带宽通常小于10 kHz, 整个电源系统必须降低带宽， 才能实现环路的稳定。带宽的减小导致整个系统具有很大的反馈延迟， 在负载变化时， 加剧了输出电压的跌落幅度。在反馈慢的系统中， 除了增加输出储能电容外， 没有其他更好的办法。
3. 2&& 非隔离变换器中脉冲负载的研究
　　相对于隔离变换器， 非隔离变换器由于减少了隔离变压器， 体积更小； 同样， 由于没有光耦等隔离反馈， 容易提升整个反馈环路的带宽， 使之更适合于脉冲负载。在中小功率电源中， 主要是升压和降压结构。
　　3. 2. 1&& 升压结构脉冲负载分析
　　图7 是典型的升压拓扑结构， 由脉宽控制器、开关管Q1、电感L 1、整流二极管D1, 滤波电容C1 和反馈取样电阻R1、R2 组成。
图7&& 典型升压电路结构
　　分析升压电路的工作原理， 通过电感的伏秒平衡， 可以得出输出电压和输入电压之间的关系为Vo= Vin / （ 1- D） 。升压结构只适用于输出电压比输入电压高的场合。在电感电流连续模式下， 通过PWM 开关模块分析， 可以得出电压控制连续模式升压电路的小信号传输：
　　从（ 8） 式可以看出， 整个回路存在一个右平面零点。右半平面零点与电路中经常用于提升相位的左半平面零点有着本质的不同： 左半平面零点能够提升相位， 使系统更加稳定； 而右半平面零点则是随着频率的增加， 相位进一步降低， 引起系统的不稳定。
　　由于存在右半平面零点， 在电流连续模式的升压结构中， 只有降低环路的带宽来避开右半平面零点。
　　右半平面零点存在的位置sz 2 = 1/ （RES&C） 。根据脉冲负载的原理， 当电源工作在脉冲负载时， 除了要提升带宽外， 还要加大输出电容的容量。加大输出电容的容量， 必然导致右半平面零点的减小， 这样就需要再次减小电路的带宽， 最终导致在动态负载时输出电压跌落更多。升压电路有电压控制和电流控制方式。两种控制方式都不能消除连续模式下的右半平面零点问题， 这就限制了升压结构在脉冲电源中的应用。
　　3. 2. 2&& 降压结构脉冲负载分析
　　图8 是典型的降压电路结构， 整个电路由开关管、整流二极管、电感、滤波电容以及反馈驱动电路组成。
图8&& 基本的降压电路结构
　　通过电感的伏秒平衡， 可以得到输入输出之间的传递函数： V o= V in&D（D 为开关的占空比） 。降压电路只能用于输出电压比输入电压低的场合。通过PWM 模型分析，得到电压连续模式降压电路的小信号传输函数：
　　从（ 9）式可以看出， 相对于升压电路， 工作于电感电流模式的降压电路没有右半平面零点。因此， 降压电路控制器就可以在很大范围内提升整个环路的带宽， 减小环路的响应时间， 降低输出电压的跌落幅度。
　　同样， 降压控制器有电压控制模式、电流控制模式、迟滞控制模式、恒定导通时间模式。迟滞控制模式和恒定导通模式通过对负载电流的取样， 可以在很短的时间内实现环路响应。但是， 恒定导通模式和迟滞控制模式的开关频率是变化的， 造成变化的EMI 干扰， 不利于电磁兼容设计。相对于电压控制模式， 电流控制模式更能够实现环路的补偿， 有利于实现环路的宽带宽。因此， 降压型变换器有利于实现脉冲负载电源。
　　3. 3&& 隔离变换器的脉冲负载分析
　　隔离变换器主要有反激变换器、正激变换器、桥式变换器。反激变换器和正激变换器都可以用在中小功率的场合， 桥式变换器主要用在大功率场合。
　　因此， 在脉冲电源中， 适合中小功率脉冲负载的电源结构是反激变换器和正激变换器。
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创新实用技术专题
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.All Rights Reserved原帖由 lddic 于
11:23 发表
在分析运放的零极点时,通常有左半平面零点和右半平面零点,
运用米勒补偿电容Cc调整极点时，要消除右半平面零点.
什么是左半平面和右半平面啊?
只要是零点都会带来20dB每十倍频的增益增加
但是RHP的零点会导致相位减少90度，LHP的零点会导致相位增加90度。
从相位裕度的角度来看，RHP的零点一方面增加了增益，一方面减少了相位裕度，使得单位增益时很容易使相位裕度减少到0或负，所以RHP的零点是不希望有的。Miller Compensation中的调零电阻就是为了讲该零点拉到无穷远处或者将其转化为LHP零点
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学习中，顶一下
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这样子的啊
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原帖由 refugee 于
12:04 发表
只要是零点都会带来20dB每十倍频的增益增加
但是RHP的零点会导致相位减少90度，LHP的零点会导致相位增加90度。
LHP 与 RHP 零点的区别只在相位上咯？
UID225906&帖子177&精华0&积分14008&资产14008 信元&发贴收入1145 信元&推广收入0 信元&附件收入15016 信元&下载支出4223 信元&阅读权限120&在线时间299 小时&注册时间&最后登录&
LHP就不用消除了吗,可以出现在GB以内吗?
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在分子里，加就是左半平面，减是右半平面，都要使幅度增大，对相位的影响相反右半平面零点增大相移，左半平面反之。
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学习了！！！！！
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左半平面零点可以改善相位裕度，右半平面零点恶化相位裕度。
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那么在OPAMP设计中,可以在GB内产生左半平面零点来改善相位裕度了?
[通过 QQ、MSN 分享给朋友]&其实完全可以通过以下简单的观念理解：
但凡是遇到了低通滤波器，那么我们可以认为存在极点。
但凡遇到高通滤波器，那么我们认为存在零点。
所谓的补偿让系统稳定，其实就是通过设计滤波器的方法，控制系统带宽在负反馈的区域内。&
电路的每个node都有一个极点&
只是大部分的极点相对与所关心的频率范围太大而忽略了
运放中我们一般关心开环的0dB带宽 那么&10*带宽频率的极点我们就不管了
&&因为它们对相位裕度贡献太小而被忽略;
只要输入和输出之间有两条通路就会产生一个零点:
同样的 高于所关心频率范围的零点也不用管
一个在所关心频率范围内的零点需要看是左半平面还是右半平面的
左半平面的零点有利于环路稳定 右半平面的则不利
具体的看拉扎维的书吧 写的还是蛮详细的 看不懂就多看几遍
自己做个电路仿下)
好问题，希望彻底了解的人仔细解答。我也同样疑惑。
但是我总觉得极点，零点并不能单单的说是由于前馈，反馈，或者串联并联一个电容产生的。产生的原因还是和具体的电路结构相关联的。
比如一个H(s)的系统和一个电容并联或串联在输入输出之间，谁能说他一定产生一个极点或零点呢？这因该和H(s)的具体形式有关。
3大书上说的应该大多针对的是运放结构，它的结构具有特殊性。具有以点盖全的嫌疑。
还请达人细说。
一般的说，零点用于增强增益（幅度及相位），极点用于减少增益（幅度及相位），电路中一般零点极点是电容倒数的函数（如1/C）。
当C变大时，比如对极点来说，会向原点方向变化，造成增益减少加快（幅度及相位）～
一般运放电路的米勒效应电容就时这个原理，当增益迅速下降倒－3dB时，其他的零点极点都还没对系统增益起到啥作用（或作用很小，忽略了），电路就算七窍通了六窍半了～你就可以根据自己的需要补上带宽，多少多大的裕度就KO了
极点是由于结点和地之间有寄生电容造成的,零点是由于输入和输出之间有寄生电容造成的,一般输入和输出之间的零极点考虑多一点,主要是因为输入输出有较 大的电阻,造成了极点偏向原点.
个人的一点理解
&&极点决定的是系统的自然响应频率，通常在电路中就是对地电容所看进去的R和对地电容C共同决定的。
零点是由于在输入输出间存在两条信号路径，两个信号路径强度相消即可，通常在电路中表现为反馈或前馈通路。
一个电路中有多少个极点和多少个零点取决你的器件模型，
因为一般人们只观点几个低频极点（最多到3吧），所以将高频极点忽略了，
由于在CMOS里面一般栅端到地的电容较大，所以一般人们就去取这个极点，也就是说
输入信号频率使得节点到地的阻抗无穷大（也就是所谓的1/RC）R为到的电阻，C为到地的电容（并联产生极点）
零点在CMOS中往往是由于信号通路上的电容产生的，即使的信号到地的阻抗为0，
在密勒补偿中，不只是将主极点向里推，将次极点向外推（增大了电容），同时还产生了一个零点（与第三极点频率接近），
只不过人们一般只关心前者。
看过三本经典就能理解零极点吗？ I do not think so!
在就是前面提到信号与系统的楼主，信号与系统的理论大家都清楚，但是用到实际中没那么简单吧'&
多数人都只是拿着书上类似的电路来找类似的零极点罢了。
我觉得信号与系统讲的是比较理论的东西，就是仅从传输函数的角度来分析，并没有具体到电路。
而在电路设计的时候是具体的电路，如果可以通过小信号电路写出传输函数，那么就完全可以分析零级点了，
但是通常要写出一个完整的小信号电路图的传输函数，很难吧。因此就会采用一些近似的办法，比如极点与RC的关联（在RAZAVI的书上有说）来分析。一般要是电容太小或是电阻太大了，极点就会很大，这种情况可以忽略，只考虑比较低的极点。
至于零点主要是因为输入和输出之间出现了通路而引起的，在razavi书中文版的146-147页的分析我觉得讲的挺清楚的。
经验上来讲，放大器电路中高阻抗的节点都要注意，即使这点上电容很小，都会产生一个很大的极点。零点一般就不那么直观了，通常如果两路out of phase的信号相交就会产生零点，但这不能解释所有的零点。
零点是由于在输入输出间存在两条信号路径，两个信号路径强度可以相消产生的
很深奥的问题啊
个人觉得零点、极点只是电路分析中抽象出来的辅助方法，可以通过零极点分析电路动作特征，然而既然有抽象肯定有它的物理表现，极点从波特图上看两个作用：延时和降低增益，在反馈系统中作用就是降低反馈信号幅度以及反馈回去的时间，所以如果某个节点存在对地电容，必然会对电容充电，同时电容和前级输出电阻还存在分压，所以这个电容会产生极点！而要保持稳定，则要看在激励情况下反馈信号会不会持续增加？而这就需要分析信号在通过电路的过程中的衰减或增加和加快或者减慢，零极点这就表征了电路的这种特性，所以可能某个节点会产生极点，也可能整个系统不同信号通路相互作用产生零极点。
我個人的了解是
基本上有幾個node就有多少個pole
但是很多都是高頻pole,對電路影響不大
零點是由於有signal path可以對消而產生
這可以看Razavi或Allen等大師的著作都有說明
我认为极点是主要表征电路的具有一定的延时，而零点表示同时有两条支路到输出出现了抵消，也可以认为该电路具有使信号超前的功能。
& &&&从物理上来说，我觉得产生零极点的电路一定要有储能器件，一般来说也就是电容与电感，一般来说电容对信号有延迟作用而电感有超前作用（当然要分清楚信号是电压还是电流，但二者基本相反），出现极点，可以认为在信号通路上有了电容，出现零点，可以认为信号通路上有了电感。当然集成电路内尤其是低频电路一般不会有电感，但电容在某些结构中是可以等效或转换为电感的。
其实一般零极点不会对应到某些具体的节点，在平时分析这种对应关系具有一定前提条件，只是我们多数分析的电路都符合这个条件。最全面还是传输函数。
其实并不是每个节点就会对应一个极点，而一般是储能元件的个数与极点有对应关系，但要排除简并回路、简并割集（记不得是否说对这两个名词了）。
& &除了上面说的基本书，我强烈推荐好好看看电网络方面的分析资料，好像叫高级电路分析的书里面应该有。
关于右半平面极点振荡，左半极点稳定
这个倒真是应该好好看看信号与系统了。
其实只要不是虚轴上的极点，在通过凡拉普拉斯转换后，一般是exp(-at),exp(at), a为复平面的点。左半平面的会收敛，即阻尼振荡，或说的减幅振荡。但右边的就是振荡了
俺也谈谈我的看法：
零/极点的产生与反馈与否似乎没有直接联系。一个电路的小信号模型中存在某一个节点，这个节点有两条通路与其他节点连接，其中一条通路为电容，另一条为电阻。那么这个节点的电压为零就可能是此电路的解，电阻那条通路的电流情况就有两种：1是流进，在这种情况下就会产生一个负极点，因为只有在频率为&负&的情况下，电容通路才会有电流流出使得流进/出此节点的电流相等；2是没有电流，意思就是通过电阻与此连接的节点也是个零点，当然也可能是地，这样就啥都没了。其实还有一种情况是电阻被一个理想电流源代替，那么相比前面提到的情况就多了一种，那就是有电流流出，这样就产生一个正零点，这就是我们在普通两级amp中正零点一样。
2。这个问题似乎并不重要，因为对于一个稍微复杂的电路，要直观的看出其非主零/极点是很不容易的，通过电路的小信号来计算传递函数是个不错的方法。
零/极点对电路造成的影响？
这个大家都知道，就不多说了。其实不管是正还是负，都只是一种说法，比如说负零点，直观的感觉是当频率为负多少了，然后增益就为零；但实际上频率不会为负，但是其对电路的影响依然存在，那么关键就在于你所关心的频段了。
个人认为左半平面的极点在时域引入延迟，相应的在频率响应中表现为增益和相移滞后。
这个问题应该分成几个子问题:& &1. 怎么理解s平面?& &2. 系统传输函数里零.极点的意义; 3. 在系统传输函数里以jW替代s参数进行系统稳定性的判断,波特图的推出. 所有的前提是需要理解复数的概念
电路中经常要对零极点进行补偿，想问，零点是由于前馈产生的吗？极点的产生是电容与电阻的并联，零点的产生是电阻与电容的串联．并不是所有的前馈都会产生零点，要看它前馈入径是否有并联的电阻．如果，则会产生零点，没有的话，那就不会产生零点
它产生后会对电路造成什么样的影响？是说如果在该频率下，信号通过
这两条之路后可以互相抵消还是什么？
你说的应该OP的补偿电容吧
miller电容由于前馈环路的存在，使得与miller电容串联着一个1/gm的电阻．所以产生了一个右平面的零点．
(反了吧，右零点相移-90不稳定，左零点相移90，稳定他两的增益都是以20db/十倍频增加的)
右平面的零点使得增益以+20db/dec增加，相移增加９０度，使系统更不稳定．
左平面增益以+20db/dec增加，相移减少９０度，对系统的稳定性有积极的补偿作用．
对前馈环路的零点的补偿一般是把右平面的零点转换为左平面的零点．
极点又是怎么产生的呢？是由于反馈吗？那极点对电路的影响又是什么？
产生振荡还是什么？？
极点的产生就是由于引入电容与电阻的并联，产生极点的频率就是1/RC.
这个与反馈无关，虽然反馈可以产生极点，但是，并不是所有的极点都是反馈产生的．
极点对OP的增益是以－２０db/dec减小，相移是增加９０度．
环路是否震荡，直接原因是环路的相位裕度是否&0．大于则系统稳定，小于０则系统震荡
我也同意：
极点决定的是系统的自然响应频率，通常在电路中就是对地电容所看进去的R和对地电容C共同决定的。
零点是由于在输入输出间存在两条信号路径，两个信号路径强度相消即可，通常在电路中表现为反馈或前馈通路
极点是由于结点和地之间有寄生电容造成的,零点是由于输入和输出之间有寄生电容造成的,一般输入和输出之间的零极点考虑多一点,主要是因为输入输出有较 大的电阻,造成了极点偏向原点
对于零点，个人认为零点的产生是与前馈有关，前馈路径与主信号通路的叠加以及相消产生了零点，当叠加时产生左半平面零点有助于稳定性，当相消时产生右半平面零点，这对系统的稳定性很不利，因此要抵消它
零点可以由两条环路产生，原理是两条环路的滞后不同时，就形成了相对的前馈
也可以由电阻串电容产生，
其实说到底都是相位超前的原因。
极点和环路没有关系，极点只是一个相位滞后，至于经常和环路被一起提到，是因为极点对环路的稳定性有决定性的影响
把电容电感都用阻抗表示，根据基尔霍夫定律写出系统（电路）的传输函数，极点在下面，零点在上面。其实只要知道传输函数，利用信号与系统学到的知识分析一下就清楚了。建议多看看信号与系统
说说我的理解：
一般地，零点可以增加增益，极点减少增益，而我们在反馈的时候，是希望在相位下降到180度之前，增益就已经降低到一，所以我们需要消除一个零点，以免发生震荡
我感觉是同一个 node 有较大的 R 同时又有较大的 C 的时候就会产生极点，R 或 C 越大极点就越低。
我觉得可能是因为一个 node 的阻抗是由电阻和 C 的阻抗相加决定的（当然还有 L，但忽略不计）， C 的阻抗频率越高就会越小，R 不随频率变化，这样一来，如果一个 node 有很大的 C，同样电流情况下，频率越高这个 node 的阻抗总和就越小，阻抗小了压降就会变小，这样就导致电压增益降低。
我不知道说得对不对，请各位赐教
个人的一点理解
极点决定的是系统的自然响应频率，通常在电路中就是对地电容所看进去的R和对地电容C共同决定的。
零点是由于在输入输出间存在两条信号路径，两个信号路径强度相消即可，通常在电路中表现为反馈或前馈通路。
零极点是由于电路中有电感和电容这类的储能元件，使得阻抗（或者增益）和频率相关，零极点发生在阻抗特性的转折点处
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北京市公安局备案编号： 京ICP备：号主题: &FLYBACK 右平面零点与穿越频率问题
FLYBACK 右平面零点问题 :
&负载突然加大，输出拉低，反馈增加D，导致二极管导通时间1-D 就更少，二极管平均电流下降，输出电压会进一步下降。。。。。。。这是现象，就不用多说。
&假如右平面零点频率F（RHPZ）= 20KHZ ，系统的穿越频率F（cross）
&1/. F（cross）＞F（RHPZ）= 20KHZ ：上面的现象有什么变化？
&2/. F（cross）=F（RHPZ）= 20KHZ ：上面的现象有什么变化？
&3/. F（cross）＜F（RHPZ）= 20KHZ ：上面的现象有什么变化？
&分别的理由是？
本贴由 blueskyy
1楼|&工程师 (1680) |
进来学习一下哈！
2楼|&工程师 (1133) |
蓝天兄的帖子，一定要来捧场的，等高手来解答。
我先说说啥叫右半平面零点，其频率特性如下，在幅频特性上具有+20dB/dec的增益斜率，在相频特性上具有-45度/dec的下降斜率。&
本贴由 zkybuaa
3楼|&副总工程师 (9918) |
二极管导通时间减少，PK电流会增大吧？平均电流是不是应该维持不变。
21楼|&高级工程师 (4046) |
左半平面的零点是幅值+20dB/dec增加，相位超前90&，
右半平面的零点是幅值+20dB/dec增加，相位滞后90&？这个有半平面真是把2条缺点都占了，呵呵
22楼|&总工程师 (12566) |
所以有人将RHPZ 形容成 &巫婆&。呵呵
23楼|&高级工程师 (4046) |
呵呵 这个形容真是够狠啊 呵呵
4楼|&总工程师 (12566) |
请高手们看过来, 指点指点......
5楼|&工程师 (1133) |
老兄你好歹也自己发表发表意见哈~
都说 右半平面零点无法补偿，你分析分析原因。
6楼|&总工程师 (12566) |
我真的不知道。。。。
右平面零点导致：反馈调整，在开始&一段时间&内反而是越调越&坏&，感觉上的是：这个&时间&段的长短由
系统的穿越频率和右平面零点的相对距离有关。右平面的零点无法补偿，这是没有疑问的，只有右平面的极点可以和它的属性相克，可是右平面极点是发散的，系统不稳定。右平面的零点无法补偿，导致上面描述的&奇怪现象&固然存在，只是存在的时间长短的差异。。。。。，深入下去我也说不清楚，请高手们来解释解释。
本贴由 blueskyy
7楼|&工程师 (1133) |
这个右半平面零点，是开环的。
右半平面闭环极点才是发散的~
8楼|&总工程师 (12566) |
研究开环传递函数，得出闭环系统特征属性。。。。
Zkybuaa兄提出了一个问题：
增加一个开环右平面极点，是否闭环传递函数也增加一个右平面极点？？？？？
在下不才，无法解释。那么又何来flyback 右平面零点不可补偿之说？
9楼|&工程师 (1133) |
想想根轨迹就知道了哈~
添加一个右半平面开环极点，充其量改变了根轨迹的条数和运动轨迹，调节开环增益，同样会使闭环极点运动到右半平面，系统依然稳定。
10楼|&总工程师 (12566) |
是的，增加开环右平面极点，系统仍就可稳定。
那么又何来flyback 右平面零点不可补偿之说？
本贴由 blueskyy
11楼|&工程师 (1133) |
这个右半平面零点的位置，是可以算出来的。
Fz=(1-D)^2*R/[2*pi*Ls*D]
R&& 负载电阻
Ls& 次级绕组电感
举个简单的反激变换器例子：输出120V，500mA，工作在0.5的占空比，Ls=300u。
则Fz大约在63.66k的位置，远远超过了常规开关电源的带宽，很难去补偿。
但从自控原理的角度去看，是可以补偿的。
这可能就是理论跟现实的差距吧。
27楼|&总工程师 (21809) |
Fz=(1-D)^2*R/[2*pi*Ls*D]
R&& 负载电阻
Ls& 次级绕组电感
D怎么定义? 以最大占空比吗? 如果不是,那么这个RHPZ是不是也是个变的?
28楼|&工程师 (1169) |
Definitely
不光它在变，对于非Buck拓扑来讲，谐振频率、RHPZ都是随负载而移动的。
对于所有的拓扑来讲，品质因数Q都随负载移动。
29楼|&总工程师 (21809) |
是的,BOOST/BUCK-BOOST由于是开关关断后才传递能量.
从传递函数来看,他们的谐振点,RHPZ都关联到了D.既然D 在变的,那么所有的都变了.
Q与负载相关这可以理解,毕竟RLOAD能影响到谐振产生的峰值.
有点不太明白的是,所有的传函都推导出关于D有关的一个表达式,那这个式子存在的前提及意义是什么?
30楼|&工程师 (1169) |
D的意义就是稳态工作点
d就是D在周围的一个微小信号
31楼|&总工程师 (21809) |
交流分析针对的微变量delta, 那传递函数是基于?
32楼|&工程师 (1169) |
本来传函其实是对线形时不变系统来讲的，
对于converter来讲，它们都是线形时变的，为了能够利用已有的控制理论，必须对非线性系统进行线形化，方法就是在某个稳态工作点附近进行研究，看整个系统的线形表现。
所以我们研究的所有传函，都是某点附近的线形近似，某点变了，传函也就变了。这个D就是决定某点的一个要素。
34楼|&总工程师 (21809) |
35楼|&总工程师 (12566) |
电工兄，对于文工上楼的公式中：
dVo/dD=Vin/(1-D)2，这个公式的物理意义是什么呢？其和“控制to输出”的传递函数意义有什么区别？
36楼|&总工程师 (21809) |
我是看A-Z这本书的;
控制到输出包括三部分: PWM级*功率开关级*滤波级
而上面dVo/dD=Vin/(1-D)2 , 这个是功率开关的级的传递函数,(也就是直流输入到输出的传递函数).
从小信号角度来看,即占空比微变的时候,输出的变化,对于boost: Vout=Vin/(1-D),对D求微分,即得上式.
38楼|&总工程师 (12566) |
从小信号角度来看,即占空比微变的时候,输出的变化
占空比微变的时候,输出的变化，不就是控制到输出的传递函数么？
控制到输出传递函数的定义是什么？呵呵
40楼|&工程师 (1169) |
这句话没有问题
传函也有直流增益啊
41楼|&总工程师 (12566) |
好吧，先接受这个定义。
问题是：为什么dVo/dD求得的不是整个“控制到输出的传递函数“？（按照物理意义的解释dVo/dD应该表达的是整个”控制到输出的传递函数“）
42楼|&工程师 (1169) |
好吧，借力打力。
为什么dVo/dD求得的不是整个“控制到输出的传递函数“？
如果这个地方D是^d，就是传函了；可惜，不是。
D只是它的直流工作点。
43楼|&总工程师 (12566) |
这个表达应该没有问题吧 ~
V^/d^ ：表达的就是控制-输出的传递函数，这个也应该没有问题吧
但，问题究竟出在哪儿呢？
45楼|&工程师 (1169) |
还真有问题
信号 = 直流点+微扰动
46楼|&总工程师 (12566) |
不知道是不是我描述上的问题，
dVo/dD=Vin/(1-D)2
而全部的控制到输出的传递函数是：(..)*Vin/(1-D)2 *(..) (详见31楼）
也就是说：dVo/dD=Vin/(1-D)2 只是D处 控制到输出传递函数的一部分而不是全部。
从物理意义上：
dVo/dD=^V/^d @ D 表示的就是D工作点处的控制到输出传递函数
但是文工的公式里dVo/dD=Vin/(1-D)2
不清楚问题在哪儿 ~
47楼|&总工程师 (12566) |
请教电工兄，如果有问题的话，
那31楼中的 dD=？如何表达它的结果呢？
48楼|&副总工程师 (9963) |
进来只看了最后几帖，想插几句话，
Vo=Vin*D/(1-D)，是稳态关系式，dVo/dD 是稳态Vo对稳态D的Sensitivity，
dD=d^ 对不？不对了，d^ 在时域里，是个小小的正弦扰动信号（叠加在稳态D上），频域里是d(s)，
dD是稳态D的微变量，由D1到D2，与时间及频率无涉。
49楼|&总工程师 (12566) |
谢谢大师指点，我再思考下 ~
50楼|&总工程师 (12566) |
如此来理解的话，公式中的dVo也应该是个与时间和频率无关的量了 ~
这样说，正确么？
51楼|&副总工程师 (9963) |
然也。dVo/dD是 Vo.vs.D 曲线的某点斜率，实与时间和频率无关。
54楼|&总工程师 (12566) |
既然Vo ,D是个与时间和频率无关的量，为什么在小信号模型里要引入：dVo/dD这个因子呢？理由是什么呢？
55楼|&工程师 (1169) |
它关乎了直流增益。
56楼|&总工程师 (12566) |
电工兄没有解释：“它”为什么会出现在小信号传函中。
&当我们学习并接受前人小信号传函推导的成果后，反过头来看，好象一切都那么地自然。
&真不知道，当初引进dVo/dD这个式子，并将这个式子“生硬”地乘在滤波器传函前面，的人是怎样的一种心情 ~
57楼|&工程师 (1169) |
我觉得greendot解释的已经很好了。
58楼|&总工程师 (12566) |
经过greendot大师的解释，虽然理解了dVo/dD的含义，但仍然没有理解“它”为什么能“硬”乘在滤波器传函前面。
写到这里，您可能或许会说：它是直流增益呀，我想知道的是：为什么它能成为“直流增益”
59楼|&副总工程师 (9963) |
觉得 Gvd(s=0) = dVo/dD 顺理成章 ，
一点都不硬，
s=0，表示扰动是零频的，即是DC，就是说稳态D，由D1微变到D2，造成稳态Vo的微变，
这个意义上，就是 dVo/dD。
62楼|&总工程师 (12566) |
大师，扰动还分直流扰动呀。
&也就是说，将dVo/dD写在传递函数里是作者考虑到有“直流扰动”的情形 ？
66楼|&副总工程师 (9963) |
既然Gvd(s)物理数学模型的范围是s=[0,∞]，在s=0 处一定有其物理意义，
dVo/dD乘在滤波器前面，正是s=0 时的物理意义体现，
零频(DC)扰动，个人理解，是稳态D，由D1扰到D1+ε，就停止在那里，这没有任何频率信息，
AC扰动，就不用说了。
61楼|&工程师 (1611) |
2x微分一下2还是在前面的...
53楼|&工程师 (1169) |
观点一致。
44楼|&总工程师 (21809) |
dVo/dD定义的是为:占空比到输出级的传递函数
而控制到输出的: 包括三个部分, PWM级,dvo/dD级,滤波器
以上,我是搬A-Z这本书的定义.
37楼|&工程师 (1169) |
表征了它的直流增益。
39楼|&总工程师 (12566) |
我总觉得这个“直流增益”的定义不怎么妥当，尽管书上都这么来说它。
请电工兄帮看下38楼 ~
17楼|&总工程师 (12566) |
张兄，俺有点迷惑。
添加一个右平面极点，调节根轨迹增益，同样会使闭环极点运动到右半平面，系统依然稳定。这个不错，俺同意。
假设，我们添加一个右平面极点1/（S-1）来&中和&右平面零点S-1。
右平面极点1/（S-1）构成的环节，串联接入开环物理结构中，但物理上这个1/（S-1）环节如何实现？
它是发散的呀？
18楼|&工程师 (1133) |
我师傅不是给你解释了吗？
右半平面极点是正反馈~
本贴由 zkybuaa
19楼|&总工程师 (12566) |
失敬 ，失敬 。
20楼|&高级工程师 (4046) |
不好意思，蓝天兄明白了，我还迷糊哦。
右半平面极点是正反馈，说明还是可以实现的，这样的话，在就系统中正负反馈同时用，正反馈用来抵消右半平面的零点，负反馈保证系统的收敛和稳定，有何不可呢？请指点
26楼|&本网技工 (102) |
如果闭环极点运动到右半平面，系统应该不稳定了啊
25楼|&本网技工 (102) |
我觉得说的不对吧，增加开环极点，由于根轨迹起始于开环极点终止于开环零点，所以系统是不稳定的，也就意味着闭环系统的根存在于RHP
60楼|&工程师 (1611) |
个人觉得不能补偿的原因在于右半平面零点时一个幅值上升而相角下降的情况，对应s域是一个s-xx在分子上，你利用一个简单的补偿网络在分母上造不出一个s-xx，而能造出的s+xx无论在分母还是分子上都无法提供对应的幅值和相角的矫正，所以不能补偿。
&& &一点浅见...
63楼|&副总工程师 (9963) |
看过一篇文章，说RHPZ，理论上可以补偿，实际上也可以，但是这一补偿，反而更糟糕，原因是initial conditions 为不为零的问题，所以“不能补偿”。
用一个运放，采用正反馈，倒是可以造出一个RHP Pole。
64楼|&工程师 (1611) |
文章可以看看吗？
65楼|&副总工程师 (9963) |
很久以前的了，印象模糊，大概是这意思，文章也不知放哪里了，可能根本就没了。
67楼|&副总工程师 (9963) |
找到了，当我63楼的没说过，
68楼|&工程师 (1611) |
| 最新回复 13:13
谢谢了，看看~
12楼|&工程师 (1133) |
既然这个右半平面零点的距离，远在开关电源带宽之外，
考虑它到系统截至频率的距离影响，莫如简化些，考虑它到系统原点之间距离。
以开环传递函数G=(1-s)/(s^2+2*s+4）为例；
右半平面零点s=1(蓝色），s=2（绿色），s=10（红色），s=100（浅绿色）。
电源负载动态切换时，可以看作是一个阶跃响应。
含有右半平面零点的系统，阶跃响应的开始段，都有一点下探，即所谓的&越调越坏&。
从图示也可以看出来，随着右半平面零点，逐渐移向高频，这个右半平面零点引起的下探和超调，都在减小。
有时候，反激变换器要加一个死负载，虽然降低了效率，但会让这个右半平面零点，向高频移动，从而减小它对系统响应的影响（既然无法补偿它，就赶走它）。
获得的评分或赠予：赠予 - 操作者：blueskyy&&&操作：+10P&&操作时间： 22:00:35操作理由：世纪电源网，因你而精彩！
13楼|&总工程师 (12566) |
本贴由 blueskyy
15楼|&工程师 (1133) |
12楼的最后一句话，有点欠妥。增加死负载，会降低输出端等效阻抗，使右半平面零点向低频移动，所以死负载还是不要加的太重，既降低效率又做坏环路。12楼的最后一句话说法有点欠考虑，抱歉。
老兄你建的模型很正确，我们通常考虑的开关电源开环传递函数，就是指的从控制端到输出端的传递函数。不过，这时候的输入变动和负载变动，不能简单地看成是扰动信号。因为扰动信号不会对系统结构做出影响，不会改变原传递函数。但当开关电源的输入变动或负载变动时，从控制端到输出端的传递函数，是改变了的。
16楼|&总工程师 (12566) |
本贴由 blueskyy
24楼|&本网技师 (275) |
14楼|&本网技工 (148) |
小z同志，特来顶贴，多多指教
33楼|&副总工程师 (6338) |
反激加死负载还有别的作用么？
52楼|&副总工程师 (8781) |
标记一下 有时间好好学习学习。。。
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