什么是光功分器_百度知道功分器毕业设计
篇一：微带功分器的设计 微带功分器的设计 时间：
来源：天线设计网 作者：admin
TAGS：威尔金森 功率 分配器 无源器件 wilkinson 功率分配器是将输入信号功率分成相等或不相等的几路功率输出的一种多端口微波网络。功率分配器是无源微波器件，反过来就是功率合成器。功率分配器有多种形式，其中最常用的是g/4功率分配器，这种功率分配器称为威尔金森（wilkinson）功率分配器。威尔金森功率分配器由三端口网络构成。 在近代射频和微波电路中广泛地使用着功率分配器。瞬时测频接收机是一种简单而紧凑的接收机，能覆盖很宽的射频频带。实际的IFM接收机是由若干个简单的瞬时测频（IFM）接收机并行组成。这就需要使用一分八功分器进行４个通道的信号分配。一分八功分器可以由几个一分二的功分器级联而成。[天线设计网]这就对一分二功分器在体积、结构、稳定性以及输出端口之间的相位一致性提出了更高的要求。本文用多节阻抗变换器级联的方式来实现宽频带和低损耗，使用ADS软件设计并仿真工作频带在6~18GHZ的宽带微带线功分器。 功分器的设计指标 功分器的技术指标包括： （１）频率范围：６～１８Ghz； （２）插入损耗：≤４dB； （３）驻波比：≤２； （４）隔离度：≥１８dB； （５）相位一致性：≤５°。 功分器的设计 威尔金森功率分配器由三端口网络构成，由于单节λ／４阻抗变换器工作带宽为窄带，不能实现宽带功分器，因此需要采用多节阻抗变换器相级联的方式来展宽工作频带。本文设计的是一个工作频带在６～１８ＧＨｚ，功分比为１∶１的二路带状线型wilkinson功分器。带宽为３个倍频层，结合多节λ／４阻抗变换器[天线设计网]相级连的形式，阻抗变换器为３节。由于本功分器对结构尺寸和相位一致性要求较高，在此选用介电常数为2.2、层压板厚度为0.254mmRoger5880高频层压材料。结构上采用葫芦状的结构设计。根据各项指标（工作频段、输入输出端口的驻波、输出端口间的隔离度）要求，由宽带功分器设计理论确定功分器具体尺寸，计算出各段λ／４阻抗变换器的特性阻抗，如表１所示，并计算出隔离电阻的阻值如表２所示。
实现方法及仿真设计 高级设计系统（ADS）软件由美国安捷伦公司开发，是当前射频和微波电路设计的首选工程软件。该软件功能强大，仿真手段丰富多样，可实现包括域和频域、数字和模拟、线性和非线性、电磁和数字处理等多种仿真手段，[天线设计网]并可以对设计结果进行成品率分析和优化，从而大大提高了复杂电路的设计效率。本设计就采用了ADS软件仿真设计。用ADS软件linecalc计算出对应特性阻抗的微带线宽度，以及对应于中心频率12GHZ的λ／４微带线宽度。理论值如表３所示。
首先用ADS软件设计出电路原理图，并进行仿真和优化，得到最终的原理图如图１所示。然后将电路原理图转化为版图进行电磁仿真，转化后的版图如图２所示。
版图仿真结果一端口的驻波S11如图３所示，插入损耗S21如图４所示。测试结果 实际做出的产品实物如图所示，
该功分器的外部尺寸为２４ｍｍ×２６ｍｍ×１０ｍｍ。测试系统为矢量网络分析仪。如下图所示，功分器输入驻波在整个频段内小于1.4，实测的２路传输损耗均小于４ｄＢ（一路为3.5dB，一路为3.6dB），２个端口之间的相位差在18GHZ时为3.210°。篇二：HFSS中功分器的仿真与版图 前段时间仿了一下8GHz的wilkison的3dB等功分器，写下一些小心得。 一、切记要将贴片的高度设计在Z=0的高度，否则你转为.dxf时文件并不能打开。 二、功分器的关键参数是1/4波长匹配器，在仿真高度的过程中要通过改变它的长度，来取得合适的S参数。 三、首先要将S12,S13参数基本确定下来，使其位于（-3，-3.3）dB之间; 四、其次将S11,S22,S33调节到S参数在-25dB以下； 五、最后将S23参数调节到-25dB以下即可投入工程应用。
在使用HFSS设计的过程中，如果使用波端口激励，那么端口应该在空气腔的边缘处。如果使用集总参数激励，那么端口应该在空气腔的内部。
第一步：定义变量 第二步：建模 空气腔：airbox 介质：substrate， Rogersmm 微带线： patch 电阻：R 波端口激励：port1, port2, port3 注意：在直角处要切一刀，否则的话损耗会比较大。
第三步：设置边界及波端口激励 一、边界的顺序是很重要的，在这里，电阻R会与微带线patch重叠，所以应该会设置微带线为perfectE, 之后再设计电阻为RLC。Substrate的底面应该要设为perfectE。Airbox的不与波端口和substrate接触的面应该要设为radiation。 二、波端口积分方向为从Z=-H到Z=7*H，正中间。第四步：设置求解频率以及扫描频率 第五步：检查是否设计正确由于我们是预先设定微带线的，所以可以忽略此警告。开始仿真。
第六步：查看仿真结果，若结果不理想，再进行参数扫描。如下图所示： 添加参数扫描范围parametric，查看它的变化规律，仿真出最好的实验结果。 得到扫描范围后，可对其进行优化，optimization，得出理想的结果。
第七步：仿真结果如下图所示仿真效果良好，还有待改善的地方是，S11、S22、S33没有在同一个谐振点。如果有时间的话可以继续对其进行仿真。
接下来讲解功分器怎么样投入工程使用。
第一步：将仿真好的功分器输出为.dxf格式第二步：打开CAXA，导入文件篇三：T型功分器的设计与仿真 T型功分器的设计与仿真 1.改进型威尔金森功分器的工作原理 功率分配器属于无源微波器件，它的作用是将一个输入信号分成两个(或多 个)较小功率的信号，工程上常用的功分器有T型结和威尔金森功分器。 威尔金森功分器是最常用的一种功率分配器。图1所示的为标准的二路威尔 金森等功率分配器。从合路端口输入的射频信号被分成幅度和相位都相等的两路 信号，分别经过传输线Bl和BZ，到达隔离电阻两端，然后从两个分路端口输出， 离电阻R两端的信号幅度和相位都相等，R上不存在差模信号，所以它不会消耗 功率，如果我们不考虑传输线的损耗，则每路分路端口将输出二分之一功率的信 号。 图1威尔金森功分器 但是这种经典威尔金森等功率分配器有几个缺点: 1、大功率应用的时候，要求隔离电阻的耗散功率大因此电阻的体积也会比较大 2、如果功分器应用于较高的频段，波长就会与大功率电阻的尺寸相比拟，这样就需要考虑电阻的分布参数。 3、为了提高功分器性能，就要尽量减小Bl和BZ这两段传输线之间的藕合，因此在实际设计时，要求四分之一波长传输线Bl、BZ之间的距离较大，在低频应用时，由于四分之一波长较长，占用面积还是太大了，此外，四分之一波长传输线Bl、BZ的阻抗较高，因此线宽较细，制板的相对误差更大[24]。为克服这些缺点，本文采用了一种改进型的威尔金森等功率分配器，如图2所示图2 改进型威尔金森功分器 可以看到，它仅由四段传输线组成，没有隔离电阻。传输线A、Cl、CZ的特 征阻抗均为Z0。传输线B位于A和Cl、CZ之间，它的电长度为四分之一波长， 特征阻抗为Z0/2。从合路端输入的信号，通过传输线B，被分成幅度和相位相等的的两路信号，分别经过传输线Cl和C2到达分路端口一和二，在整个结构中，传输线B起到了阻抗变换的作用。从传输线A、B相接处向左看，输入阻抗为Z0。从传输线B与C1、C2相接处向右看，输入阻抗为Z0/2。利用四分之一阻抗变换器的原理我们知道，传输线的特征阻抗为Z0?Z0/2，即Z0/2。因此，整个电路处于功率分配与合成时，在中心频点处，三个端口都能匹配良好，没有反射。这种改进型的结构克服了标准威尔金森功分器的一系列缺点，同时由于省略了隔离电阻，所以成本降低，也不存在电阻分布参数的问题，与传统威尔金森功分器相比，减少了一段四分之一波长传输线，另外，构成变换器的四分之一波长传输线B的特征阻抗较低，线宽较宽，能有效降低制板误差。 2功分器的设计与仿真 通过前面的分析，我们知道改进型威尔金森功分器四段传输线特征阻抗之间 的比例关系。由此可得，传输线A、C1和C2的特征阻抗均为50?，而传输线B的特征阻抗为Z0/2?35? 为了实现右旋圆极化，经过C2输出的信号要比经过Cl的相位超前90?，即Cl要比C2长1/4?g (?g为中心频率所对应的介质波长)。设计的功率分配器 如图3所示，传输线段B的长度约为1/4?g，起阻抗变换的作用。传输线段Cl、C2的3、4分段长度相等，而C1的1、2分段长度之和为1/4?g，这样就使得Cl比C2长1/4?g，同时，传输线弯角处采用45?形式，以减小拐角处不 连续所引起的反射和幅射。 图3威尔金森功分器设计图 采用介电常数为4.4，厚度为lrn们n的FR4板材来制作功分器。我们利用TXLine软件来计算各段传输线线的宽度。TXLine是一款专门用于计算传输线参数的软件，简单实用。运行界面如图4所示，选择微带线模式(MicrostriP)，中心频率为1.593GHz、介电常数4.4、介质基片厚度1mm、阻抗值先后输入50和35、铜箔厚度0.017mm等参数，就可以计算出微带线的初始宽度。经过计算，特性阻抗为35?和50?微带线的初始宽度分别为:3.3mm和1.9rn。计算出传输线的宽度后，我们对馈电功分网络进行布局，根据需要对局部传输线的长度进行小范围调整。 图4TXLine计算微带线宽度下面我们使用ADs电磁仿真软件对馈电网络功分器进行仿真优化。利用上节设计所得到的初始尺寸，建立如图4所示的功分器原理图，利用ADS中OPTIM 控件的优化功能，经过数次优化，最终得到的仿真结果如图5所示:
图4 功分器ADS原理图 图5功分器ADS原理图仿真结果 从图5(a)中可以看出，dB(s(3，l))和dB(s(2，l))在通带范围内基本都保持在-3dB，即两个输出端口的信号功率都近似为输入信号的一半，dB(s(1，1)在通带范围内均在-30dB以下，输入端匹配良好;图5(b)为两输出端的相位差，从中可以看出，在通带范围内相位差基本保持在90?左右，满足设计要求。版图的仿真是采用矩量法直接对电磁场进行计算，它的仿真结果要比原理图更加精确一些，由原理图生成的版图如图6所示:
图6功分器ADS版图 图7功分器ADS版图仿真结果 从图7中可以看出版图的仿真结果与原理图的相差不大，图7(b)所显示 的两输出端口相位差与原理图相比稍微变差，为87.6?，可以接受。综上，版图 的仿真结果基本满足了指标要求，如果结果不理想的话，我们可以重新回到原理 图中进行再次优化调整，直到满足要求为止。& CopyRight
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微波功分器
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