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（无线电物理专业论文）VHF宽带功率放大器设计
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3秒自动关闭窗口商场的广播系统坏了,功放一开就会烧坏,请问是什么原因，如何用万用表测量和查询广播线路_百度知道
商场的广播系统坏了,功放一开就会烧坏,请问是什么原因，如何用万用表测量和查询广播线路
提问者采纳
用一个40W－100W的电灯泡作为假负载接到扩音机的120V（100V）的输出端上，如果确定了是哪一条线路问题则把这一条线路的喇叭（连线间变压器）全部断开如果功放正常了再逐个接上。如果是广播线路问题则分别断开输出线路看故障发生在哪一条线路上，那故障在广播线上。广播线路出现短路问题一般以广播线短路和线间变压器短路为多扩音机（定压功放）由于广播线路长，如果扩音机正常，电灯泡会随声音的大小闪亮，看接上哪一个喇叭（线间变压器）声音突然降低则可基本判定是它的问题了，短路问题也时常发生，但要区别是扩音机自身短路还是广播线路短路，打开扩音机逐渐增加音量，办法是断开扩音机的输出线，情况复杂
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先测试音箱主线，开功放前，把功放的总音量关到最小，试听，慢慢加大，是否短路
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我将主机去掉,有一种可能,用自制的莲花头线接电脑耳机这是什么原因?是自制的莲花头线还是基本就可以确定是功放问题了求助:学校广播系统前段时间损坏
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本帖最后由 mzsrz 于
13:49 编辑
人总是在不断追求中成长，DIY也不例外，力求完美是我的动力和方向。今天是2012年开年的第一天，在往来穿梭于梦想与现实之间，经历无数次的修改与优化，经过了几个月的制作，这台功放终于从构思变成了成品，其中的快乐和收获，只有亲身经历后才会知道。虽然这款作品最终我还是觉得有些许的遗憾，但瑕不掩瑜，其性能还是非常优秀的。
下面我就来具体谈谈制作过程。
一、功放线路设计思路：
& & 我对时下流行的双差分输入，差分电压放大等电路，感觉虽然看上去很美，但实际制作时变数很多，单单要保证双差分之间的对称和一致性就非常困难。所以我选择了下面的这个电路。它是以《音频功率放大器设计手册》中的三级结构LIN线路为蓝本，我再加以修改优化，最终成形。它的设计思路是在优化输入级、电压放大级、输出级使其失真最小的前提下，再利用大环路负反馈进一步提升，令其有非常出众性能。唯一的缺点是转换速率低一些，但我觉得这并不影响音乐的重放性能。真正影响晶体管功放声音的是推挽工作时产生的交越失真和高频失真（如开关失真、寄生振荡等等），其产生的大量高次谐波才是恶化声音重放的直接元凶。所以晶体管机做好了，并不比电子管机听感差，这是我这么多年来得出的经验。当然对于优秀功放来说，驱动音箱的能力和安全性能也非常重要，这方面我也给于了足够重视。
后级原理图
末级功放电路.JPG (111.02 KB, 下载次数: 465)
11:17 上传
前级原理图
前级电路图.jpg (63.7 KB, 下载次数: 432)
20:26 上传
保护电路.JPG (39.64 KB, 下载次数: 437)
11:17 上传
1、功放线路结构分析：
& & 电路由Q1、Q2构成差分跨导放大输入级，选用东芝音频专用高β值低噪声管2SB970BL。Q8、Q9为镜像恒流源负载，其作用是提高Q1、Q2差分输入管的一致性，还能比常见电阻负载提高一倍的跨导电流利用率，并能提高一倍转换速率，开环增益也比电阻负载提升6-15db，可以说是一个非常有效提升输入级线性的办法。电路设有差分射极电阻R8、R9来产生本级负反馈，它同样是为了减小Q1、Q2差分对的配对误差，加入这两个电阻后还能进一步设法调高输入级恒流源电流，以提高输入级带载极点补偿电容C18的能力。镜流源射极电阻R10、R11也是通过增强本级负反馈来减小Q8、Q9的配对误差。Q5为尾巴恒流管，R13决定输入级恒流源大小。在差分输入级中间增加Q3、Q4，目的是优化功放对负电源噪声的抑制能力。
电路采用2.3K低阻输入方式，尽可能降低电阻热噪声和晶体管噪声。输入级恒流源设为8MA。
电压放大级：
& & Q12为电压放大管，通过使用高β值东芝音频低噪声管2SC2240BL来完成电压放大， R19与Q13形成自举，能提高开环增益。Q13同时又是电流缓冲放大，这样能更好地消除大信号放大时由于驱动级输入阻抗变化引起驱动电流增大而产生的失真。C18为极点补偿电容，R18起到往上推移极点频率的作用，拓展放大器闭环后的频响。Q11是电压放大级及缓冲的恒流管，R17决定恒流源大小。这一级恒流源同样设为8MA。
& & 这次使用两对大功率管接成射极跟随器输出结构，由驱动级Q15、Q16和电流放大级Q17、Q18、Q19、Q20组成。驱动级的射极并没有与输出端相连，而是通过R24相连，这样的连接结构能在R24两端形成反偏电压，与电容C20共同加速未级功率管的开关速度，起到减小输出级开关失真的效果，这个开关失真跟整流管工作时产生的开关失真在原理上是一样，它会产生大量高频成份。所以B类功放的开关失真也是影响听觉感受的一个方面，这是我为什么这次要选用这种输出结构的原因所在。R25、R26、R27、R28为射极输出电阻，选用0.1Ω是想增加交越区宽度，这样偏置电路的热跟踪方面要求可以降低一些，因为宽度越宽其优化偏置的电压范围也越宽，这是我为什么要选0.1Ω的原因,当然缺点是最优偏置时的静态电流较大，两对管约420MA的静态电流，但换来的是好听的声音想来也算值得。
偏置电路：
& & 采用常见的VBE倍增器方式，Q14为热耦合管，通过微调电阻R33来设置乙类最优偏置，令交越失真最小化。C25是信号通路电容，使上下两个节点信号保持一致。
前级电路：
& & 前级选用NE5534运放将输入信号小倍数放大，保证爆棚输出时能提供足够的放大能力。当然最主要的目的还是进行阻抗变换，为功放输入级低阻输入提供充足的驱动。完成这台功放后实测这个NE5534前级失真非常非常小，这也为整台功放的小失真提供了保障。
保护电路：
& & 过流保护是通过检查功率管射极电阻R25、R26压降，采用的是单斜率电压电流限制,通过Q6、Q7导通与否来实现限流保护。D7、D8为箝位保护二极管。直流保护采用的是μpc1237集成电路，通过继电器通断进行保护动作。直流保护电路RC滤波器时间常数采用47KΩ+47μF的一阶滤波组成，能在100ms内辨别出有无直流成份并产生保护动作。
２、关于功放输出阻抗：
& & 输出阻抗关系到功放的阻尼系数，阻尼系数越高，吸收喇叭反电动势就越强。我做的这个电路不但使用两对输出管，而且使用了大环路负反馈方式来进一步降低输出阻抗，输出内阻可以轻松控制在0.03Ω以下，保护继电器触点还特意引入到大环路负反馈中，并选用欧姆龙无感音频用继电器，且两路合成一路使用，内阻也下降为单组的1/2，这样接入负反馈后继电器的接触电阻几乎可以忽略。补尝网络输出电感内阻小于0.001Ω，8Ω音箱以平均值7Ω来计算，代入公式算得这台功放的阻尼系数能达到225左右。
功放电路最终决定采用双42V直流供电设计，前级为双12V稳压供电。
在没有进行实物制作之前，还是先用计算机来仿真此线路的性能。
见下图：频率为100HZ，负载为8Ω，输出75W时的失真为0.001%。
100HZ75W失真8Ω.JPG (43.2 KB, 下载次数: 437)
21:05 上传
频率为100HZ，负载为4Ω，输出150W时的失真为0.001%
100HZ150W失真4Ω.JPG (43.25 KB, 下载次数: 429)
21:05 上传
频率为1kHZ，负载为8Ω，输出75W时的失真为0.001%
1KHZ75W失真8Ω.JPG (43.18 KB, 下载次数: 430)
21:05 上传
频率为1kHZ，负载为4Ω，输出150W时的失真为0.001%
1KHZ150W失真4Ω.JPG (43.17 KB, 下载次数: 420)
21:05 上传
频率为20kHZ，负载为8Ω，输出75W时的失真为0.012%
20KHZ75W失真8Ω.JPG (43.15 KB, 下载次数: 420)
21:05 上传
频率为20kHZ，负载为4Ω，输出150W时的失真为0.015%
20KHZ150W失真4Ω.JPG (43.19 KB, 下载次数: 432)
21:05 上传
再来看看它的频响：
频响.JPG (41.11 KB, 下载次数: 426)
21:05 上传
频响在32KHZ以后才开始明显下滑，说明输入端接的低通滤波合适，而且高频端无明显上扬现象，说明极点补偿电容能有效控制高频增益，高频稳定有保障。
再来看看高频相移情况：
相移.JPG (44.31 KB, 下载次数: 425)
21:05 上传
到4.57MHZ相移才达到180度，相移荷量充足。
从仿真情况看，性能还是相当不错的。通过上面的仿真，说明线路原理设计是合理可靠的，可以动手了。
(未完接下)
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18:12 编辑
二、制作过程：1、设计制作PCB。功放线路定形后，设计制作PCB便列入工作进程，由于PCB画板成功与否，是决定能否制作出优秀功放的前提条件，因此花在这的精力非常大，生怕做不好影响到整台功放的性能，而且不断重复开板显然不符合DIY者的经济承受能力，所以务求一次成功（ 结果还是出了好几个BUG，还好能通过手工修改弥补）。PCB设计重点是要解决地环路干扰问题，还要注意大电流大信号与小电流小信号之间的隔离，要注意供电电源走线与信号走线之间的隔离。还要注意敏感区与干扰源区的处理，务求噪声最小，干扰最小。
下图是PCB设计好后的情况：采用双面板左右声道独立对称设计。对称设计虽然美观，但很考验你对管脚的辨别能力（因为镜像拷贝出来后，元件的所有连接提示都没了），一不留神就出错，因为现在的PCB软件还没法做到自动化镜像，也许永远做不到 ，因为很多元件是三个脚以上的。
PCB画图.jpg (73.79 KB, 下载次数: 432)
20:59 上传
找专业线路板厂开板，基板采用2MM厚2oz铜箔。制作好后实物图如下：
PCB实物.JPG (52.45 KB, 下载次数: 426)
20:59 上传
输入级、电压级选用东芝音频专用管2SA970BL、2SC2240BL管，这种管噪声低β值高， BL后缀β值都在300以上。驱动管也选用东芝2SB649、2SD669中功率管。输出功率管选用我一直很喜欢的东芝2SC5200、2SA1943，这种管在大电流下β值依然能保持很小的变动，价格上也很实惠。电阻选用国产718厂低温飘电阻。功率管0.1Ω射极电阻选用日产无感电阻。电感用4平方铜线自己绕制。补偿用小电容选用进口银云母，主要是这种电容容量稳，高频特性好。大环路负反馈隔直电容为日产音频专用电容。音频耦合电容选用日产音频电解。滤波电容也选用日产电容。变压器选用进口柜员机上拆下的环牛，这种变压器容量足，次级线芯大，大电流低内阻设计，重负载下不振不叫，使用时变压器几乎不发热，品质一流。变压器功率估计在300W左右，双32V大电流，自己再在其中一个变压器上加绕两组双12V小电流。
3、元件配对：负反馈等重要电阻都经过高位表选配。差分输入晶体管及恒流负载管5MA配对，驱动管10MA配对，输出功率管2A电流配对。
配对晶体管.JPG (47.18 KB, 下载次数: 420)
20:59 上传
完成装配后的PCB：
PCB焊接.JPG (55.92 KB, 下载次数: 419)
20:50 上传
4、机箱组装与布局：
机箱选用市售机箱组装而成，见下图：
组装.JPG (39.36 KB, 下载次数: 432)
20:50 上传
PCB板是设计成直接装在散热器上的，这样能尽可能节省空间，方便调试和远离变压器干扰。组装的金工过程我就省略了，因为重点不在这里。
这里重点说说偏置电路热补偿的安装，因为对于B类功放来说，静态电流控制太重要了，而很多人却把它忽略。射极跟随输出需要把热补偿管装在功率管上，而且补偿要有热延迟，并且热补偿幅度不能过大，过大容易进入欠偏置， 所以这台功放我采用了加一层薄包装材料再外加热缩管的办法，具体如图：
热补偿安装过程.JPG (94.56 KB, 下载次数: 408)
20:50 上传
热补偿安装过程6.JPG (37.32 KB, 下载次数: 299)
20:50 上传
管子背靠背装上去之后能第一时间追踪到来自功率管热源，但散热片还有一个缓冲过程，所以补偿的量不能太多，加一层半隔热材料就能降低得到的热量，在不输出大功率时，由于散热片又扮演了缓冲过程，所以热补偿还要继续维持一段时间，这样就不容易使电路进入欠偏置状态。
（未完接下）
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本帖最后由 mzsrz 于
22:30 编辑
下图为正在测试粗调功放PCB工作点，细调要在装好后进行。
粗调.JPG (54.94 KB, 下载次数: 120)
21:19 上传
下图为布线大意图：
布线方法.jpg (55.13 KB, 下载次数: 108)
21:18 上传
星形接地技术能最大限度的减小环路，避免产生地电流而引起干扰。
下图是组装好后的功放实物。
组装完成1.JPG (52.87 KB, 下载次数: 101)
21:19 上传
组装完成3.JPG (32.94 KB, 下载次数: 96)
21:19 上传
组装完成4.JPG (24.66 KB, 下载次数: 104)
21:18 上传
(未完接下)
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本帖最后由 mzsrz 于
08:19 编辑
三、测试和调试过程：
首先讲讲B类最优偏置的调试，测试频率是2kHZ，负载为8Ω，输出75W时的失真情况。我先故意把功放设成欠偏置状态看看它的失真成份是怎么样的。（下面的图都是经过陷波器滤掉基频后再经低失真运放放大后的情况，为的是能更直观分析失真成份，因为频谱仪的分辨率有限）
欠偏置.JPG (35.21 KB, 下载次数: 96)
21:29 上传
7次以上的谐波都还非常高。
再来对比一下优化偏置时的失真成份。
最优偏置.JPG (34.31 KB, 下载次数: 109)
21:29 上传
4次以上的的谐波几乎在噪声以下了。
再来看看过偏置时的失真成份。
过偏置.JPG (34.84 KB, 下载次数: 95)
21:29 上传
7次谐波还能明显看出来，但比负偏置要好很多，这得益于0.1Ω小射极电阻令到AB类时的失真变小了。
从上面三个图我们可以明显看出来，中间那个最优偏置的高次谐波最小，过偏置（也就是AB类）时的低次谐波变小了，但高次谐波变多了，说明优化偏置确实能够降低高次谐波。也许这是很多人一直疑问的为什么同样的失真水平，声音表现不一样的原因所在。我们不能光看失真的量，而要看失真的成份包含了什么。当然对那些厂家虚吹指标有多高，确不愿意给出测试环境的功放，可信度就更要打大问号了。
测两个声道的中点电压为-2.88mV和-5.53mV。功放噪声（20HZ-200kHZ）为0.078mV和0.088mV，测量时输入端短路。
中点电压和噪声电压.JPG (50.95 KB, 下载次数: 77)
21:29 上传
需要指出的是，在未调试前，噪声水平是达不到没有这么小的，我是通过调节变压器的方响和屏蔽等多种手段才做到这样的。我特意把没调试前的情况拍了下来，见图：
未调试前功放噪声成份.JPG (32.42 KB, 下载次数: 7)
21:29 上传
我们可以看出是以50HZ为基频及谐波组成，看来是变压器漏磁场和地电流影响了噪声输出水平，这也说明PCB的设计和电源抑制比很好，调节旋转变压器方向，能明显见到噪声变小，再通过优化接地和布线等方法，成功做到开机后听不出噪声，100HZ及其谐波在90dBV以下。
优化后的噪声成份.JPG (40.79 KB, 下载次数: 5)
21:29 上传
(未完接下)
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本帖最后由 mzsrz 于
22:17 编辑
失真测试：
100Hz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)75W输出8Ω负载为0.0018%
100HZ75W功放失真8Ω.JPG (42.79 KB, 下载次数: 9)
21:41 上传
100Hz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)150W输出4Ω负载为0.0022%
100HZ150W功放失真4Ω.JPG (44.53 KB, 下载次数: 23)
21:41 上传
1kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)75W输出8Ω负载为0.0024%
1kHZ75W功放失真8Ω.JPG (48.06 KB, 下载次数: 5)
21:41 上传
1kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)150W输出4Ω负载为0.0056%
1kHZ145W功放失真4Ω.JPG (50.93 KB, 下载次数: 11)
21:41 上传
10kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)75W输出8Ω负载为0.008%
10kHZ75W功放失真8Ω.JPG (52.51 KB, 下载次数: 7)
21:41 上传
10kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)150W输出8Ω负载为0.012%
10kHZ150W功放失真4Ω.JPG (52.72 KB, 下载次数: 8)
21:41 上传
20kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)75W输出8Ω负载为0.012%
20kHZ75W功放失真8Ω.JPG (51.08 KB, 下载次数: 14)
21:41 上传
20kHz频率THD+N(使用80KHZ低通滤波器)150W输出8Ω负载为0.012%
20kHZ150W功放失真4Ω.JPG (50.99 KB, 下载次数: 7)
21:41 上传
要知道这是B类大功率输出时的失真情况，如果输出功率降低，失真还能更小，但我要的就是极限输出时的情况。
（未完接下）
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本帖最后由 mzsrz 于
22:15 编辑
再给个方波测试：
100Hz测试图:（上为输入波形，下为输出波形）
100hz.JPG (27.15 KB, 下载次数: 4)
21:55 上传
1KHz测试图:
1khz.JPG (25.46 KB, 下载次数: 23)
21:55 上传
10KHz测试图:
10khz.JPG (25.83 KB, 下载次数: 3)
21:55 上传
20KHz测试图:
20khz.JPG (26.28 KB, 下载次数: 15)
21:55 上传
注：高频方波上升沿变圆是因为输入端接有RC低通滤波造成。（未完接下）
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本帖最后由 mzsrz 于
08:25 编辑
下图为这台合并功放声道分离度测试图，测试频率为20KHZ，一声道8Ω负载10.0262V输出时，另一声道的串音为1.732MV输出。
声道分离度2.JPG (50.44 KB, 下载次数: 4)
22:01 上传
声道分离度1.JPG (51.76 KB, 下载次数: 5)
22:01 上传
下图是示波器进行的声道分离度对比。
声道分离度3.JPG (44.61 KB, 下载次数: 7)
22:01 上传
再发个互调失真的测试图,测试方法是输入一个19KHz和20KHz的混合信号，经过功放放大后再用陷波器滤除基波（直接显示受仪器的灵敏度限制），得到一个1KHz、18KHz和21KHz的互调失真频率。
互调失真.JPG (30.66 KB, 下载次数: 13)
21:53 上传
互调失真：20Hz-20KHz小于-90dbV
阻尼系数：约225
输出功率：8Ω时不失真功率为75W，4Ω时不失真功率为150W
五、试听评价：要评价一台功放的声音确实不容易，因为这里牵涉到一个系统工程的问题，系统的每一个环节变化都会影响到声音的最终重放，所以我觉得以其说是功放的听音评价，还不如说是我对自己整套音响系统的评价。由于试听难免带有个人喜好，所以算作个参考吧！这次我分别把这台功放拿来配了几对常听音箱，一对是贵族1SC配马兰士72CD机，信号线和音箱线自制。一对是世霸Concerto配飞利浦951CD机，信号线为美国怪兽，音箱线自制。一对是乐爵士3/5配马兰士80CD机，信号线和音箱线自制。对比功放有自装1969晶体管甲类功放；去年做的AUDIO可选甲乙类功放；还有国产极典MP-211胆机、英国CR-300B胆机、音乐传真A1甲类功放。唱片选用自己近期常听音乐。邀上几位经常听歌的朋友一起试听。感觉这台功放声场干净无染，高频精细通透，中频清秀圆滑，低频控制力很好，延伸及质感都不错。大音量时声音表现依然出色。比之前的Audio功放在大音量大动态下更佳。
结束语：能完成上面作品，我非常庆幸，在庆幸能做出高品质功放同时，更庆幸自己还能在工作之余有闲暇做自己喜欢的事，这种感觉特幸福，人生能如此，夫复何求？（完）
精品文章，受教学习
受教，谢谢
看如此精品文章学习好多东西，使出浑身解数
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本帖最后由 bbp 于
21:12 编辑
等测试分析&&
期待大侠的第二版作品
前级NE5534应该要加入补偿?
10K/6.2K貌似只有不到6dB的增益，不过一般音源的电平都是足够的，起缓冲作用挺好。
还有正相输入端或者应该用10K//6.2K来调节一下offset，如果最后测试时觉得有必要的话
NE5534是个好用的低失真运放，关键是还便宜哈
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等测试分析&&
期待大侠的第二版作品
前级NE5534应该要加入补偿?
10K/6.2K貌似只有不到6dB的增益
bbp 发表于
感谢朋友的关注，不知道你指的前级补偿指哪方面，增益是不高，主要考虑输入阻抗变换，使用中还未发现有不稳定现象。
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感谢朋友的关注，不知道你指的前级补偿指哪方面，增益是不高，主要考虑输入阻抗变换，使用中还未发现有不 ...
mzsrz 发表于
NE5534 PIN5 and PIN8 属性为补偿引脚
NE5534 CIR.GIF (6.6 KB, 下载次数: 13)
22:24 上传
开环bode plot如下： 注意Cc为补偿电容
NE5534 Bodeplot.GIF (12.47 KB, 下载次数: 5)
22:25 上传
一般情况下NE5534不会自激， Cc的加入可以调节一下不同负载和增益下的频响。
按照您的SCH仿真了前级部分一下： Cc=1pF，环路增益至0dB时相位裕量为23度左右，属于偏低。 增大大的Cc至5pF可以获得48度的相位裕量。
5pF时不会影响整机的频响，因为此时环路增益降至单位增益时仍然大于10MHz。
TI的5534带后缀A的属于精选级别，可以选用。
NXP在其DS上面，有不少参数要优于TI产的5534， 特别是噪声，也可以留意一下哈。
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职业侠客, 积分 957, 距离下一级还需 43 积分
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自己设计，自己制作，参数如此优秀，兄弟这个相当强悍。
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侠之大者, 积分 1561, 距离下一级还需 439 积分
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顶一个,老兄的都是精品
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NE5534 PIN5 and PIN8 属性为补偿引脚
开环bode plot如下： 注意Cc为补偿电容
一般情况下NE5 ...
bbp 发表于
感谢朋友提出详细的宝贵意见，非常有参考价值。先谢过先！对于这个补偿电容，在好些资料中我也留意过，不加这个电容在通常情况下并不会有什么问题，会出现问题的多半是PCB设计有缺陷，所以我把重点放在后级而忽略了，有时间我一定试试。再次感谢！
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强人！！！支持你！！！去年你的作品没有出套件，今年的应该出套件啊！造福我等穷烧友！！！有板送我第一个报名要。
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罗宾汉, 积分 4776, 距离下一级还需 1224 积分
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自己设计，自己制作，参数如此优秀，兄弟这个相当强悍。
MEGOGOGO 发表于
都是前辈们的心血，我只是拿来用而矣，谈不上自己的东西。
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建议LZ把作品发表在功放DIY里面！！
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强人！！！支持你！！！去年你的作品没有出套件，今年的应该出套件啊！造 ...
大阿哥 发表于
感谢你的关注,出套件的想法一直都没有,所以可能又让你失望了，玩这个只是爱好。板只打了5块样，由于有几处BUG，也不敢往外送，见谅！
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罗宾汉, 积分 4776, 距离下一级还需 1224 积分
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顶一个,老兄的都是精品
yhx1688258 发表于
这得感谢朋友们的支持！
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青铜剑侠, 积分 8332, 距离下一级还需 16668 积分
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结构喜欢，机壳略丑
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职业侠客, 积分 667, 距离下一级还需 333 积分
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& & 我不怕BUG！！送我2块！！！我付快递费用！！
DIY大赛获奖
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