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并联逆变中频感应加热电源双负载功率分配技术的研究
浙江大学 硕士学位论文 并联逆变中频感应加热电源双负载功率分配技术的研究 姓名：鲍建宇 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：张仲超
塑坚盔兰堡主兰垡堡奎――摘要Ｙ３６９９８ ７本爿＆并联逆变中频感应加热电源为主要研究对象，主要介绍了双负载中频感应加热电源的工作原理以及实现双负载间功率分配的控制方法。第一章主窍赢述了壁查塑旦垫的基本原理，以及国内外感应加热技术的发展及现状。障简述了本课题所做研究工作的实际意义。在第二章中，）对感应加热电源中的电流型逆变器和电压型逆变器作了比较分析。ｆ归纳了串联谐振逆变器几种常用的调功方法，并介绍了一种适用于并联Ｌ谐振感应加热电源的恒功率控制方法。ｊ．．，一 ／在第三章中，Ｊ介绍了几种比较常见的中频电源与负载之间的配置方案。（并对多负载／单逆变器配置方式小功率电源实现多负载间功率分配的可行性做了一些仿真分析。ｌ一７一ｙ，，在第四章中／确定了并联逆变中频电源双负载配置方案，详细分析了电流型逆变器相互串联拓扑主电路的工作原理，在此基础上提出了一种利用改变逆变角（ｐ来实现两负载间功率分配的控制方法并作了相应的分析，另外还讨论了。一～一利用微机控制的方法来实现两负载间功率分配的可行性。／＾４Ｉ’在第五章中，；围绕着恒功率控制方法，对其对应的控制电路的实现进行了 分析，并给出了相应的实验波形，针对实验结果对实际可达到的功率调节范围进行了讨论，最后为了扩大功率调节范围，提出了几种可行的解决办法。／、ｆ论文最后，对本课题所做的工作作了一个简单的总结。）、塑里查兰堡主兰垡笙兰ＡＢＳＴＲＡＣＴＴｈｉｓｐａｐｅｒａｉｍｓａｔｐａｒａｌｌｅｌｉｎｖｅｒｔｉｎｇｍｅｄｉｕｍ―ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｎｄｕｃｔｉｏｎ―ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ，ｍａｉｎｌｙ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆｄｕａｌ??ｌｏａｄ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ－－ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ，ａｎｄ ｐｕｔｓ ｅｍｐｈａｓｉｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄｓ ｗｈｉｃｈ ｔＷＯ ｌｏａｄｓ． Ｃｈａｐｔｅｒ １ ｇｉｖｅｓａ ｃａｎｏｎｔｈｅｉｍｐｌｅｍｅｎｔ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｂｅｔｗｅｅｎｂｒｉｅｆ ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎｔｏｔｈｅ ｂａｓｉｃ ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎｈｅａｔｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ，ｔｈｅｎ ｏｕｔｌｉｎｅｓ ｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ａｎｄ ｓｔａｔｕｓ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎｈｅａｔｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅ．ｓｔａｔｅＣｈａｐｔｅｒ ２ ｃｏｍｐａｒｅｓ ａｎｄ ａｎａｌｙｚｅｓ ｔｈｅ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｓｏｌｉｄ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ，ｃｌａｓｓｉｆｉｅｓ ｔｈｅ ｍｅｔｈｏｄｓｒｅｓｏｎａｎｔｏｆ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓｃｏｎｓｔａｎｔ ｐｏｗｅｒｉｎｖｅｒｔｅｒ，ａｎｄ ａｌｓｏ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｒｅｓｏｎａｎｔａｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｐａｒａｌｌｅｌ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｉｎｖｅｒｔｅｒ． ｓｃｈｅｍｅｓＣｈａｐｔｅｒ３ｓｅｖｅｒａｌ ｋｉｎｄｓｏｆ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｂｅｔｗｅｅｎ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ａｎｄ ｌｏａｄｓ，ａｎｄ ｖｅｒｉｆｉｅｓ ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉ―ｌｏａｄ／ｓｉｎｇｌｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｔｈｒｏｕｇｈ ｃｏｍｐｕｔｅｒｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ（ｓａｂｅｒ）．Ｃｈａｐｔｅｒ ４ｐａｒａｌｌｅｌ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｃｈｏｏｓｅｓａｉｌａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｐｏｗｅｒｔｏｆｏｒ ｄｕａｌ．１０ａｄｔｈｅｉｎｖｅｒｔｉｎｇｍｅｄｉｕｍ―ｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｓｕｐｐｌｙ，ａｎａｌｙｚｅｓａｎｄ ｐｒｅｓｅｎｔｓｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｉｍｐｌｅｍｅｎｔ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｗｏ ｌｏａｄｓ，ｉｎ ａｄｄｉｔｉｏｎ，ｄｉｓｃｕｓｓｅｓ ｔｈｅ ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ａｎｏｔｈｅｒ ｃｏｍｐｕｔｅｒ．Ｃｈａｐｔｅｒ ５ ｆｏｃｕｓｅｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ，ａｌｓｏｏｎｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄｗｈｉｃｈｉｓｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄｗｉｔｈｍｉｃｒｏ―ｃｈｉｐｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ，ａｎａｌｙｚｅｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎｓ ｔｈｅｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇｇｉｖｅｓｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｔｏｗａｖｅｓ，ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｏｆ ｐｏｗｅｒｄｉｓｃｕｓｓｅｓ ｔｈｅ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｉｆｉｃａｔｉｏｎ 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交变磁通（ｐ，交变磁通（ｐ又会在金属工件中产生感应电势ｅ。根据ＭＡＸＷＥＬＬ电磁方程式，感应电动势的大小为：苏Ｄ铲州云（１－１）式中Ｎ是线圈匝数，假如中是按正弦规律变化的，则有：（Ｐ＝国ｍｓｉｎｃｏｒ（１―２）那么可得到感应电动势为：ｅ２一Ⅳａ‰（０ｃｏｓｆ９ｆ（１－３）因此感应电动势的有效值为：Ｅ：掣竽：４．４４Ｎｆｄ＝Ｉ，，（１－４）Ｖ‘由此可见，感应加热是靠感应线圈把电能传递给要加热的金属，然后电能 在金属内部转变为热能。感应线圈与被加热金属并不直接接触，能量是通过电 磁感应传递的。另外需要指出的是，感应加热的原理与一般电气设备中产生涡 流以及涡流引起发热的原理是相同的，不同的是在一般电气设备中涡流是有害 的，而感应加热却是利用涡流进行加热的。 这样，感应电势在工件中产生感应电流（涡流）ｆ，使工件加热。其焦耳热为：Ｑ＝Ｏ．２４１２Ｒｔ（１．５）浙江大学硕士学位论文式中，ｐ：电流通过电阻产生的热量（Ｊ）； ，：电流有效值（Ａ）：尺：工件的等效电阻（Ｑ）：ｔ：工件通电的时间（Ｓ）。由式（１－４）可以看出，感应电势和发热功率与频率高低和磁场强自Ｂ有关。感应线圈中流过的电流越大，其产生的磁通也就越大，因此提高感应线圈中的 电流可以使工件中产生的涡流加大：同样提高工作频率也会使工件中的感应电流加大，从而增加发热效果，使工件升温更快。另外，涡流的大小还与金属的截面大小、截面形状、导电率、导磁率以及透入深度有关。§１．１．２．２透入深度与集肤效应透入深度的规定是由电磁场的集肤效应而来的。电流密度在工件中的分布 是从表面向里面衰减，其衰减大致呈指数规律变化。工程上通常是这样规定的， 当导体电流密度由表面向里面衰减到数值等于表面电流密度的Ｏ．３６８倍时，该处 到表面的距离万称为电流透入深度。因此可以认为交流电流在导体中产生的热 量大部分集中在电流透入深度万内。透入深度占可用下式来表示：扣５０３０抬式中，Ｐ：导体材料的电阻率（Ｑ．Ｃｍ）；ｍ６）“，：导体材料的相对磁导率； ，’：电流频率（Ｈ：）。分析一下式（１－６），当材料的电阻率ｐ，相对磁导率岸，确定以后，透入深 度６仅与频率的平方根成反比，因此它可以通过改变频率来控制。频率越高， 工作的透热厚度就越薄，这种特性在金属热处理中得到了广泛的应用，如淬火、热处理等。§１．２感应加热技术的发展与现状§１．２．１感应加热技术的发展过程法拉第１８３１年发现的电磁感应现象，就是感应加热技术的基础。在近一百浙江大学硕士学位论文年的时间里，电磁感应原理被广泛应用于电动机、发电机、变压器和射频通讯 装置中，而在这些设备中电路和磁路的热效应均被看作是有害的副效应。直到十九世纪末，Ｆｏｕｃａｕｌｔ，Ｈｅａｖｉ ｓｉｄｅ以及Ｔｈｏｍｓｏｎ等人对涡流理论和能量由线 圈向铁芯传输的原理进行了系统的研究后，才逐步建立了感应加热的理论基础。同时人们也开始意识到电磁感应中涡流效应的应用价值。 随着人们对感应加热现象认识的不断加深，２０世纪初法国、意大利和瑞典等国开始研究使用感应加热技术。１９１６年，美国的Ｊ．Ｒ．Ｗｙａｔｔ发明了“潜沟式”有心感应炉，也即现在广泛使用的有心炉的原形“３。１９２１年，美国人 Ｅ．Ｆ．Ｎｏｒｔｈｒｕｐ又发明了无心感应炉，并尝试将已经问世的中频发电机组用于 向感应加热负载供电。随着感应加热技术理论的逐步系统化，实践应用也有很大的进展，此时正在广播通讯领域迅速推广的电子三极管也被引进到感应加热技术中。二次世界大战之后，由于能源紧张，以感应炉取代低效率的燃料炉取得了明显的节能效果；随着工业化进程的加快，人们的环保意识的不断提高，因此世界各国都在大力发展感应加热技术以取代污染严重、劳动条件差、自动 化程度低的燃料炉，这一系列因素促进了感应加热技术的迅速发展，感应加热设备的应用数量地不断增长，应用范围的不断扩大。五十年代末出现的晶闸管引起了感应加热技术以至整个电力电子学的一场 革命。晶闸管在电力电子学中的应用具有划时代的意义，它标志着以固态半导 体器件为核心的的现代电力电子学的开始。因此晶闸管出现后，欧洲各国先后 开始研制晶闸管中频装置，１９６６年瑞士、西德都研制成功晶闸管中频装置１４…。 到七十年代后期，晶闸管中频装置已逐渐取代了中频发电机组，成为中频感应加热领域的主导产品。到了八十年代，随着一系列新型自关断器件如ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＳＩＴ，ＭＣＴ 等的出现，促使电力电子技术向更高频率的应用领域发展。在超音频范围内 （２０～１００ｋＨ：），开发数百千瓦的感应加热电源已不困难。在高频范围内（＞１００ｋＨ：），日本采用ＳＩＴ的系列化高频感应加热电源八十年代末已经达到４００ｋＷ／４００ｋＨ：的水平，而采用ＭＯＳＦＥＴ的感应加热电源的容量也可达到１２０ｋＷ／３００ｋＨ：的水平。§１．２．２感应加热技术现状感应加热技术从诞生至今，经过了近百年的发展，取得了令人注目的成果， 尤其是六十年代以后，固态电力电子技术的出现与发展，使感应加热技术与现代化生产的许多方面密切相关，发挥了很大的生产力的作用。因此世界各国十浙江大学硕士学位论文分关注感应加热技术的发展，并投入相当的经济支持和技术力量。目前，传统感应加热电源与固态感应加热电源取长补短，互补共存。 ｍ＃ｂ感应加热技术现状§１．２．２．１目前，在低频感应加热领域普遍采用传统的工频感应炉。国外的工频感应加热装置可达数百兆瓦，用于数十吨的大型工件透热或数百吨的食用水保温。 预计短期内，以固态器件构成的低频感应加热电源在功率、价格、可靠性方面还很难与简单可靠的工频感应炉竞争，虽然其效率、体积和性能均大于工频炉。 在中频（１５０Ｈ：～２０ｋＨ：）范围内，晶闸管感应加热装置已经完全取代了传统的中频发电机和电磁倍频器，国外的装置容量已经达到数十兆瓦。 在超音频（２０ｋＨ：～ｌＯＯｋＨ：）范围内，ＩＧＢＴ的应用占主导地位。１９９４年日本采用ＩＧＢＴ研制出了１２００ｋＷ／５０ｋＨ：电流型感应加热电源，逆变器工作于零点 压开关状态，实现了微机控制。１９９３年西班牙也报道了３０～６００ｋｗ／５０～ｌＯＯｋＨ： 的ＩＧＢＴ电流型感应加热电源…１。欧美地区其他一些国家的系列化超音频感应加热电源的最大容量也达数百千瓦。在高频（１００ｋＨ：以上）领域，国外已从传统的电子管电源过渡到晶体管全 固态电源。以日本为例，其系列化的焊管用电子振荡器的水平为５～１２００ｋＷ／１００～５００ｋＨ：，而采用ＳＩＴ的固态高频感应加热电源的水平可达４００ｋＷ／４００ｋＨ：。欧美各国采用ＭＯＳＦＥＴ的高频感应加热电源的容量也在突飞猛进。 例如，西班牙采用ＭＯＳＦＥＴ的电流型感应加热电源制造水平可达６００ｋＷ／４００ｋＨ：““；比利时Ｉｎｄｕｃｔｏ Ｅｌｐｈｉａｃ公司生产的电流型ＭＯＳＦＥＴ感应加热电源水平可达 １Ｍｗ／１５～６００ｋＨ，㈨。§１．２．２．２国内感应加热技术现状 我国感应加热技术从５０年代开始就被广泛应用于工业生产当中，６０年代 末开始研制晶闸管中频电源，浙江大学首先研制成功国内第一台晶闸管中频电 源，到目前已经形成了一定范围的系列化产品Ｉ”Ｉ，并开拓了较为广阔的应用市场。在中频领域，晶闸管中频电源装置基本上取代了旋转发电机，已经形成了５００～８００Ｈ：／１００～３０００ｋＷ的系列化产品。但国产中频电源大多采用并联谐振逆变器结构，因此在开发更大容量的并联逆变中频感应加热电源的同时，尽快研制出结构简单，易于频繁启动的串联谐振逆变中频电源也是中频领域有待解决的问题。浙江大学硕士学位论文在超音频领域的研究工作八十年代已经开始。浙江大学采用晶闸管倍频电 路研制了５０ｋＷ／５０ｋＨ：的超音频电源‘…，采用时间分隔电路研制了３０ｋＨｚ的晶闸 管超音频电源。从九十年代开始，浙江大学开始对ＩＧＢＴ超音频电源进行研制， １９９６年研制开发的５０ｋＷ／５０ｋＨ：的ＩＧＢＴ电流型并联逆变感应加热电源已经通过了浙江省技术鉴定，目前的研制水平为２００ｋＷ／５０ｋＨｚ。另外，浙江大学在９０年代已经研制成功２０ｋＷ／３００ｋＨ。ＭＯＳＦＥＴ高频感应加热电源“…，并已成功应用于小 型刀具的表面热处理和飞机涡轮叶片的热应力考核试验中。总体上来说，国内 目前的研制水平与国外的水平相比还有一定的差距。§１．３选题的意义今后，感应加热电源技术的发展趋势主要有以下几个方面：第一，功率半 导体器件的大容量化、高频化将带动感应加热电源的大容量化和高频化；第二，随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展；第三，随着对整个电网无功及谐波污染要求的提高，具有高功率因数低谐波污染电源也将成为今后发展的一个方向。另外由于感应加热电源多用于工业现场，其运行工况比较复杂，它的负载对象也各式 各样，而电源逆变器与负载是一个有机的整体，它们之间的配置方式将直接影响到电源的功率利用系数。对于双负载运行电源，目前国内比较常用的一种配置是一台电源通过开关 切换轮流给两个负载供电，其主要缺点是两个负载不能同时工作，而且电源的 功率利用系数不高。因此针对这个问题，在本课题中，主要研究了并联逆变电 源的双负载功率分配技术，包括主电路拓扑结构的确定以及控制方法的实现。 由于该种电源配置省却了一套整流桥和一个大电抗器，无论是经济成本还是电 源体积都大大减小了。另外两个负载可以同时工作，而且还可以根据作业要求 随时调整两负载间的功率比例，从而大大提高电源的功率利用系数。 因此，本课题所研究的并联逆变中频感应加热电源双负载功率分配技术， 对于提高双负载电源的运行效率、工作可靠性、可操作性以及经济性等方面都具有重要的实际意义。第二章感应加热电源技术分析与比较感应加热电源一般由以下几个环节组成（Ａ）整流环节（ＡＣ―ＤＣ）； （Ｂ）逆变环节（ＤＣ－Ａｃ）； （ｃ）负载及谐振槽路环节； （Ｄ）控制及保护环节。图２．１感应加热原理框图§２．１电压型逆变器与电流型逆变器的比较分析‘３８§２．１．１自关断器件构成的逆变器的拓扑结构由自关断器件构成的电压型串联谐振逆变器和电流型并联谐振逆变器的电路拓扑分别如图２．２和２．３所示。｝一任趟辛｛一气一与图２．２串联谐振逆变器 图２．３并联谐振逆变器浙江大学硕士学位论文从电路原理来看，电压型逆变器和电流型逆变器在各种变量的波形、电路 的拓扑、还有电路的特性等方面都存在着对偶关系，下面列表加以说明。（Ａ）电压、电流波形的对偶 电压型逆变器 入端电压为直流 电流型逆变器 入端电流为直流当工作在负载谐振频率时，入端电 流为正弦半波波形输出电压为方波 输出电流为正弦波当工作在负载谐振频率时，入端电 压为正弦半波波形输出电流为方波输出电压为正弦波（Ｂ）电路特性的对偶电压型逆变器 负载阻抗频率特性为串联谐振特 性，因此不宜空载 短路及直通保护困难 逆变器及负载开路保护容易电流型逆变器 负载阻抗频率特性为并联谐振特 性，因此可以空载 短路及直通保护容易 逆变器及负载开路保护困难（Ｃ）电路拓扑的对偶电压型逆变器 入端并联电容Ｃ。（等效电压源）负载为Ｒ、Ｌ、Ｃ串联谐振电路电流型逆变器 入端串联电感Ｌ。（等效电流源） 负载为Ｒ、Ｌ、Ｃ并联谐振电路 逆变开关为双向耐压，单向载流逆变开关为单向耐压，双向载流从上面三个表格可以看出，理解和掌握（Ａ）、（Ｃ）两表中的对偶关系有助于分析和比较两种逆变电路的工作原理，而了解（Ｂ）表中的对偶关系则有助于 正确可靠地设计保护电路。浙江大学硕士学位论文§２．１．２可控硅中频逆变器的比较可控硅中频电流型并联谐振逆变器和电压型串联谐振逆变器的电路拓扑分别如图２．４和图２．５所示。一 Ｌ．一￡一∈ｊ Ｌ／ 一【】∈ｊ Ｌ［ｈ旃 桌［下 Ｓ］ｏｊ一一爿图２．４电流型逆变器Ｌｄ一―＿―＿一 Ｌ．．‘ｊ ‘一一一【ｊ ‘ｊ Ｋ三Ｈ图２．５电压型逆变器串联逆变器和并联逆变器的差别，主要在于它们所用的振荡电路不同，前 者是用三、Ｒ和ｃ串联，而后者是用Ｌ、Ｒ和ｃ并联。下面将从电路结构、电路 特性等方面作以基本的比较”１。 （１）串联逆变器的负载电路在谐振状态工作时对电源呈现低阻抗，要求由电压源供电。因此，经整流和滤波后的直流电源末端，必须并接大的滤波电容器，当逆变失败时，浪涌电流大，保护困难。 并联逆变器的负载电路在谐振状态工作时对电源呈现高阻抗，要求由电流 源供电，需在直流电源末端串接大电抗器。但是在逆变失败时，由于电流受大 电抗器的限制，冲击不大，容易保护。 （２）串联逆变器的输入电压恒定，输出电压为矩形波，输出电流近似正弦 波，换流是在晶闸管电流过零以后进行，因而电流总是超前电压一母角。 并联逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，浙江大学碳士学位论文换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是超前于电压一牛角。 这就是说，两者都是工作在容性负载状态。 （３）串联逆变器是恒压源供电，为避免逆变器的上、下桥臂晶闸管同时导 通，造成电源短路，换流时，必须保证先关断，后开通。此外，在晶闸管关断期间，为确保负载电流连续，使晶闸管免受换流电容器上高压的影响，必须在晶闸管两端反并快速二极管。 并联逆变器是恒流源供电，为避免滤波电抗器上产生大的感生电势，电流 必须连续。也就是说，必须保证逆变器上、下桥臂晶闸管在换流时，是先开通后关断，也即在换流期间内所有晶闸管都处于导通状态。（４）串联逆变器的工作频率必须低于负载电路的固有谐振频率，即应确保 有合适的缸时间，否则会因逆变器的上、下桥臂直通而导致换流的失败。 并联逆变器的工作频率必须略高于负载电路的固有谐振频率，以确保有合 适的反压时间卸，否则会导致晶闸管间换流失败：若高得太多，则在换流时晶闸管承受反向电压会太高，这是不允许的。（５）串联逆变器的功率调节方式有两种：即改变直流电源电压叻或晶闸管 的触发频率，即改变负载功率因数ｃｏｓｑ）。并联逆变器的功率调节方式，一般只能是改变直流电源电压矾。改变ｃｏｓｒｐ虽然也能使逆变输出电压升高和功率增大，但所允许的调节范围比较小。 （６）串联逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断前其电流已经逐渐 减小到零，因而关断时间短，损耗小。 并联逆变器在换流时，晶闸管是在全电流运行中被强迫关断的，电流被迫 降到零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长。相比之下，串联逆变器 更适宜于在工作频率较高的感应加热装置使用。 （７）串联逆变器可以自激工作，也可以他激工作。他激工作时，只需改变逆变触发脉冲频率。即可调节输出功率；而并联逆变器一般只能工作在自激状态。（８）串联逆变器启动容易，适用于频繁启动工作的场合；而并联逆变器通常需附加启动电路，启动较为困难。（９）串联逆变器中的晶闸管由于承受矩形电压，故４纥较大，吸收电路起着关键作用，而对其％要求则较低。（１０）串联逆变器感应线圈上的电压和槽路电容器上的电压，都为逆变器输出电压的Ｑ倍，流过感应线圈上的电流，等于逆变器的输出电流。并联逆变器感应线圈和槽路电容器上的电压，都等于逆变器的输出电压，浙江大学硕士学位论文而流过感应线圈的电流，则都是等于逆变器输出电流的Ｑ倍。§２．２串联谐振逆变器的常用功率调节方法图２．６是串联谐振逆变器的基本原理图。它包括直流电压源，开关丁ｔ～７。 和Ｒ、三、Ｃ串联谐振负载。其中开关７’－～７１。既可以是晶闸管，也可以选用诸如ＩＧＢＴ，ＳＩＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＳＩＴＨ等具有自关断能力的电力半导体器件。Ｍ 『 Ｉ｝Ｔ４１】抗频率特性为：≤Ｕｏ】Ｌ Ｒ―＿，７…ｏｃ刊卜――十 ｄ ｆ【‘２扣．】卜（ｂ）串联谐振负载电路（ａ）串联谐振逆变器的原理图图２．６串联谐振逆变器原理图及其负载电路结合图２．６（ｂ），根据电路原理的知识，口】以得到Ｒ、￡、Ｃ翠联负载的阻Ｉｚｌ；ＲＪｌ＋Ｑ２ｒ形０＿形Ｊ式中，２（２－１）平＝甜ｃｆｇ［Ｑ（形¨－形）］（２－２）Ｚ：输出阻抗； （ｐ：输出阻抗角；厂：逆变开关频率；ｆ”负载电路固有谐振频率（厂。２石三老孑ｋａ：负载回路谐振品质因数（Ｑ＝至≠）ａ如果谐振电路的品质因数Ｑ足够高并且工作频率接近负载的谐振频率，那 么输出功率Ｐ０可表示为：浙江大学硕士学位论文Ｐ¨＝，２Ｒ＝‘雨Ｕｏｌ／２＾２‘二了ｉｉ ｉ 丽Ｕ¨Ｉ）２Ｒ：堕：尺（２．３）∥ｍ卜壶广上式中，，：负载基波电流有效值； Ｕ。：基波频率下的输出电压；ＣＯ：逆变器的工作频率。Ｐｏ、Ｉｚｌ和∞（厂）的关系曲线如图２．７所示。图２．７串联谐振的负载频率特性另外，输出功率Ｐｏ也可表示为：尸ｎ＝Ｕ。ｄｃｏｓ（Ｐ（２―４）这样从式（２．３）和（２．４），可以看出，只要改变逆变器的工作频率或者是 改变输出电压就可以改变输出功率的大小。 另外必须指出，对晶闸管中频电源来说，由于晶闸管是换流关断型的，ｇｏ角 所对应的时间却基本上就是逆变晶闸管电流降到零后，所承受的反压时间。为 使逆变晶闸管可靠关断，如不能太短，必须长于晶闸管的关断时间幻。由此可见，虽然改变平角可以改变输出功率Ｐｏ，但母的最小值却受到晶闸管关断条件的限制。而如果采用具有自关断能力的电力半导体器件来代替晶闸管作为逆变开关，则（ｐ角不但可以随意改变，而且逆变器既可工作在输出电流超前输出电压 的状态，也可工作在输出电流滞后输出电压的状态。对于这种类型的电源，其对应的调功方法也较晶闸管中频电源要灵活。这里不讨论直流调功方法，仅仅简单介绍一下其逆变调功的方法，常见的主要有脉冲频率调制法（ＰＦＭ）、脉冲密度调制法（ＰＤＭ）、脉冲宽度调制法（ＰＷＭ）等等。§２．２．１脉冲频率调制（ＰＦＭ）方法ＰＦＭ…一脉冲频率调制方法的原理十分简单：它通过改变逆变器的工作频率，从而改变负载输出阻抗以达到调节输出功率的目的。 由图２．７可以看出，串联谐振负载的阻抗随着逆变器的工作频率的变化而变化。对于一个恒定的输出电压，当工作频率与负载谐振频率偏差越大时，输出阻抗就越高，因此输出功率就越小，反之亦然。ＰＦＭ方法的主要缺点是工作频率在功率调节过程中不断变化，导致集肤深度也随之而改变，在某些应用场合如表面淬火等，集肤深度的变化对热处理 效果会产生较大的影响，这在要求严格的应用场合中是不允许的。但是由于ＰＦＭ控制方法实现起来非常简单，在以下情况中可以考虑使用它：（１）如果负载对工作频率范围没有严格限制，这时频率必须跟踪，但相位差可以存在而不处于谐振工作状态，可以采用ＰＦＭ方法：（２）如果负载的ｐ值较高，或者功率调节范围不是很大，则较小的频率偏差就可以达到调功的要求。§２．２．２脉冲宽度调制（ＰＷＭ）方法对于不采用移相调功的逆变器，同一桥臂的两个开关管的驱动信号是互补的，斜对角的两个开关是同时开通与关断的。而移相调功方法则是通过改变两 对开关管的驱动信号之间的相位差来改变输出电压值以达到调节功率的目的。 就是说，在控制电路中设法使原来同相的两个桥臂开关的驱动信号之间错开一 个相位角，使得负载输出的正负交替电压之间插入一个零电压值，这样只要改 变相位角就可以改变输出电压的有效值，最终达到调节输出功率的目的。目前，在一般的逆变器中，常用的移相ＰＷＭ方法的工作频率是固定的，不需考虑负载在不同工作频率下的特性。而在串联谐振感应加热电源中使用移相ＰＷＭ方法时，则要求其工作频率必须跟踪负载的谐振频率，通常使某一桥臂的驱动脉冲信号与输出电流的相位保持一致，而另外一个桥臂的驱动脉冲信浙江大学硕士学位论文号与输出电流的相位则可以调节。我们看一下图２．８，ｒｔ和ｒ?驱动信号互补，丁ｚ 和ｎ驱动脉冲信号互补，Ｔ４驱动信号相位与负载电流的相位保持≯。不变，而丁：的驱动脉冲与７＇ｌ的驱动脉冲信号之间的相位Ｂ在Ｏ。～１８０。范围内可调，也就是 说调节１３就可以调节功率。ＴＩ Ｔ４ Ｔｊ Ｔ２ｒ―――――＿ｉ＿＿＿――ｊ‘厂―］●厂―］一口岳―］厂．７ 。 ‘厂、，＿１广―］ｉ ；厂、１．’ｌ １Ｉ］√／庶２ ．■叼、ｉ肿；广 ＿］厂―］Ｉ＼ｊ，以ｊＶ蜥 瓜再凤； 卜ｌｌ厂。７些ｆ卢■ｒｌ躺ｊ心Ｅ图２，８降频式ＰＷＭ波形图２．９升频式ＰＷＭ波形根据Ｂ是超前还是滞后，就产生了两种ＰＷＭ调节方式１５０１：１）降频式ＰＷＭ。在图２．８中，８滞后０。～１８０６可调。在Ｂ从０。～１８０。调节过程中，在减小输出脉冲宽度的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相 位不断减小并滞后于输出电流，这说明输出频率也在不断降低，因此称这种调制方式为降频式ＰＷＭ。２）升频式ＰＷＭ。在图２．９中，１３超前０。～１８０。可调。在１３从０。～１８０。调节过程中，在减小输出脉冲宽度的同时，将引起输出电压相对于输出电流的相 位不断增加，使相位更加超前，这说明输出频率在不断增加，因此称这种方式为升频式Ｐｗｌｖｌ。由以上分析可知，无论是升频式ＰＷＭ，还是降频式ＰＷＭ，两者有一个共同的特点，即在调节输出电压脉宽的同时，也改变了负载的工作频率。但是 如果不区分定相臂和移相臂，而是让控制电压相对于负载电流，同步地前移和后移，就可以得到一种新的相移ＰＷＭ控制方法“…，不过开关时序需要扩展，其扩展后的工作时序如图２．１０所示。ＴｌＬ Ｔ２Ｌ豺勿缓黝Ｉ 缓黝弱黝呖飘 ｛饧绷、’Ｊ、ｉ『。缓黝缓黝 豹黝； Ｉ缓黝、裸／。‘，）灶ｊｌ ｌ仄：｛Ｎ／―中卜■。， 竹：’： ：‘：：Ｕ一用ｔｏ｝２ｌｂｔ４ ｔ６ｉ●ｊ●＾ｔ３１７图２．１０扩展后的相移ＰＷＭ工作时序由上图的开关时序可以看出，只要保证Ｔ４管超前的庐？角与Ｔｌ管滞后的 毋，角在调节过程中同步变化且相等，也就是保持西尸毋２＝≯。这样的话，就可以使负载电流与负载电压之间保持严格的同相位关系，也就是实现了频率跟踪， 这样在调功过程中负载可以始终工作于谐振状态，而不会出现上面所述的频率降低或者升高的情况。§２．２．３脉冲密度调制（ＰＤＭ）方法ＰＤＭ调制方法就是通过控制脉冲密度，实际上就是控制向负载馈送能量的时间来控制输出功率。其控制原理图如图２．１Ｉ所示。厂、／、／、八／、／、厂＼／、 Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ Ｖ］厂］厂］几ｒ］几厂］厂］ Ｕ Ｕ Ｕ Ｕ Ｕ Ｕ Ｕ Ｕ――’’“’。。‘―’Ｎ＝Ｍ?｝――――――’’’’’’”叫（ａ）Ｎ个调功单位全部工作（ｂ）Ｍ个调功单位工作图２．１１ＰＤＭ控制原理示意图－１５－浙江大学硕士学位论文这种控制方法的基本思路是：假设总共有Ｎ个调功单位，在其中Ｍ个调功单位里逆变器向负载输出功率；而剩下的（Ｎ―Ｍ）个单位内逆变器停止工作，负载能量以自然振荡形式逐渐衰减。这样的话，输出的脉冲密度为号％，这样输出功率就跟脉冲密度联系起来了。因此通过改变脉冲密度就可改变输出功率。 ＰＤＭ方法的主要优点是：输出频率基本不变，开关损耗相对较小，易于实现数字化控制，比较适合于开环工作场合。ＰＤＭ方法的主要缺点是：逆变器输出功率的频率不完全等于负载的自然谐振频率，在需要功率闭环的场合中，工作稳定性较差。由于每次从自然衰减振荡状态恢复到输出功率状态时要重新锁定工作频率，这时系统可能会失控。因此在功率闭环或者温度闭环的场合，工作的稳定性不好。ＰＤＭ方法的另一个缺点就是功率调节特性不理想，呈有级调功方式。§２．３并联谐振逆变器的常用功率控制方法直到目前为止，国内外的晶闸管中频电源仍以并联谐振逆变电路为主，功 率调节方式都是采用单独调节可控整流器输出电压的方法。图２．１２并联逆变中频电源系统结构框图并联逆变中频电源的系统结构框图如图２．１２所示。在该系统中，由于输入的直流控制信号与输出电压ｕ，不存在电的直接连接关系，因此该电源为开环系统。若要调节输出功率，只能通过电位器手动调节直流控制信号来改变整流触发角ａ的值，以改变整流器的直流输出电压，从而达到调节功率的目的。但是浙江大学硕士学位论文当直流控制信号电压很低，对应ａ角很大，即深控条件下整流器网侧功率因数 会大大降低。§２．３．１深控下整流器网侧功率因数降低我们定义，整流电路网侧功率因数九为：九＝Ｉｔ∞ｓ（Ｄ?（２―５）式中，“：整流电路入端电流波形畸变因数：ｍ－：网侧基波电压和电流的相位差。由式（２―５）可知，整流电路网侧功率因数与基波位移因数ｃ∞（ｐｔ有关。而 由相控式整流电路分析可知道，在输出电流为连续并且忽略换流过程影响的条 件下，有关系式：ｃＤｓ（Ｄ．＝ｃＤＪａ（２－６）式中，ａ：整流电路的触发角 式（２．６）表明，网侧功率因数将随Ｃｔ的变化而变化，在深控的情况下，直 流控制信号的电压很低，所以ｄ角很大，相应地网侧功率因数就很低。这意味 着在输出功率降低的同时，整流电路每相电网所吸取的感性基波无功功率却相 应地增大了。 虽然该系统具有结构简单、控制容易等特点，但由于是一个开环系统，因 此对各种扰动没有调节能力，因而也就无法保证高整流功率因数和恒功率输出控制等优点。其不足主要有以下两个方面：§２．３．２工频电网电压的波动根据图２．１２的系统框图可知，整流端为三相桥式全控电路，由三相桥式全 控整流电路的特性可知，当ｎ为任意值时，其直流端输出电压平均值为：Ｕａ＝１．３５Ｕｃ∞Ⅱ（２―７）式中，仉：整流输入端工频电网线电压有效值。 在并联逆变器中，如果忽略晶闸管的通态压降，换流电感和滤波电感上的电压降，在晶闸管承受的反压角近似等于逆变角Ｑ的条件下，我们得到：叽；坐（２－８）ｃｏｓｑ）式中，叽：负载输出电压的有效值。浙江大学硕士学位论文这样根据式（２―７）和（２―８）， 可得到关系式ＵＨ：―１―．．１―。――１―．―３―５――Ｕ―ａ―ｅ――ｏ．ｓ―ｅ―ｔ：ｃｏｓｔｐ１４８５矾ＣＯＳＧｃｏｓＯ（２．９）式（２．９）表明，在整流触发角ａ为定值时，∞与仉之间存在线性关系。 当电网电压发生波动时，负载输出电压帅也要发生变化并且偏离其与给定ｄ相对应的设定值，也即引起了输出功率的变化。因此图２．１２所示的系统不能克服这种电网电压的扰动。§２．３．３负载阻抗的变化Ｐ▲ＣｒＬ＿｝―÷―＾当电路处于谐振状态时，等效电阻为：（２―１０）Ｒ：―Ｌ― ｒＣ１｜＿＿一７Ｌ图２．１３并联负载等效电路在图２．１３所示的负载等效电路中下面以熔炼或热加工的黑色金属负载为例，简单说明一下由温度特性引起 等效电阻的变化。在居里点以前，导磁率保持恒定，线圈电感￡不变而，增大， 由式（２．１０）可知，电阻Ｒ随温度增加而减小：当温度达到７００。Ｃ以后，由于导磁率迅速下降，引起，与三都减小，导致Ｒ变为增大：最后当炉温增加到炉料开始熔化时，料间空隙减小，漏磁减小，Ｒ又重新减小。可见在整个熔炼过 程中，等效负载电阻Ｒ是在一定范围内变化的１２ｓｌ（约变化１．７倍），简单地示于图２．１４中，可以看出，由于设备本身的限流与限压作用，熔炼过程中的大部分 时间是达不到额定输出功率的。浙江大学硕士学位论文ＵｄＵｄＭＯ图２．１５直流负载特性图２．１５所示的为并联中频电源的直流负载特性曲线，允许的最大直流电流五ｗ＝２５０Ａ，最大直流电压￡伽＝５００Ｖ。如果正常工作时，等效额定的直流电阻为２ｆ２，当直流电压明上升到５００Ｖ时，直流电流厶为２５０Ａ，此时中频电源输出功率Ｐ０＝Ｐ＾，≈阴．Ｉａ＝５００×２５０＝１２５ ｋＷ，对应的曲线如上图中负载线２，此时达到了中频电源所允许的最大输出功率。在熔炼刚开始时，等效负载电 阻ｍ＝１Ｑ，对应的曲线如上图中负载线ｌ。则当直流电流上升到２５０Ａ时，直流电压盼＝２５０×１＝２５０Ｖ，虽然电压还能升高，但电流已经达到中频电源的最大值，因此限制了中频功率的输出，此时中频电源的输出功率只能达到只＝觇ｘ厶＝２５０×２５０＝６２．ＳｋＷ。随着炉料温度的升高，当温度超过居里点，但熔炼炉料尚未熔化时，这时等效电阻会提高到２Ｑ以上，如当Ｒａ＝３ｆ２时，对 应的曲线如上图中的负载线３。如果这时直流电压升高到５００Ｖ时，直流电流厶＝掣＝１６７Ａ，此时中频电源输出的功率只有Ｐｏ＝５００×１６７＝８３．５ｋＷ，这说ｊＣｎｎ明等效直流负载电阻偏高也限制了中频功率的输出。由此可见，负载电阻对中 频电源输出功率的影响还是很大的。 为了避免并联谐振中频电源以上这些使用性能上的不足，有人已经推出了 串联谐振中频逆变电源，使得问题基本上得到了解决，但目前的技术状况是功 率做不大，成本也相对较高。但是如果我们变换一下思路，假设在并联谐振中频电源中，也能象串联谐振中频电源那样，通过改变逆变桥的参数来达到调节 中频输出电压的目的，那么就有可能在并联谐振中频电源中得到类似于串联谐振中频电源的工作特性。浙江火学顺士学位论文§２．４高功率因数并联逆变中频电源功率控制方法该控制方法的基本思路是：通过控制逆变角妒来对输出功率进行调节，从 而在一定的功率调节范围内可以保持整流触发角ｃ【（最小）不变，以提高整流 侧功率因数，同时还可以根据要求实现恒功率输出。§２．４．１基本工作原理电流型并联谐振中频电源主电路的主要参数关系有：∞：―±竺一Ｏ．９ｃｏｓｔｐ（２－１１）式中，矾：直流输出电压；（Ｄ：逆变角。Ｒａ≈Ｏ，８１ｃｏｓ２∞ＲＭ（２―１２）其中，ｍ：等效直流负载电阻； Ｒ一：槽路等效并联电阻。Ｐ：饥。厶：竺： 丝： Ｒａ ０．８１ＣＯＳ‘（Ｄ ＲＭ式中，厶：直流电流；Ｐ（２―１３）ｊ直流侧输入功率，这里近似等于中频输出功率。要提高整流功率因数并且保持输出功率恒定，则只要保证在直流电压叻恒定时，让ｍｒｍ＝％．，与中频电源的直流回路匹配，即当Ｒ。变化时，要采用某种方法使黜不随之变化，并始终与中频电源的直流回路相匹配，这样尸便不随ｍ而变化，Ｐ的恒定也就意味着中频输出功率的恒定。由式（２．１２）可知。 当ｍ变大时，增大Ｉｐ可以使ｍ保持不变；同样，由式（２―１３）可知，当ｍ变大时，增大（ｐ可以使Ｐ保持不变。反之亦然。 图２．１６和图２．１７分别示出了负载阻抗变化和电网电压波动引起等效直流电 阻见变化时的恒功率曲线。在图中，凡带有Ｎ下标的电量均指额定值：带有Ｍ下标的电量均指最大值。塑垩查兰堡主兰竺堡兰――％。?９，缶?‰１。３ｌ。、／／２０ ８＼ ／‰１‘２ｌ ０ ０ ８、／ ／口＼ ／ ＼乡／。６０．４，／ ／ ／ ／ ／／０６０４／／ 么／／ ／ ／ 。／ ／．纱图２．１６负载阻抗变化时引起见的变化．彭图２．１７电网电压波动时引起凡的变化先来看一下图２．１６，其中有关系式：Ｚｍ＝ｌ ２厶Ⅳ，ＵⅢ＝Ｕ，ＩＮ相应地有：Ｐｗ＝１．２ＰａＮ根据关系式：Ｐａ＝Ｕａ×ＩａＰ∞＝ＵｕＮｘＩｄＮ假设保持输出功率恒定，则有Ｐｄ＝ＰｄＮ这样，可得虢兰＝等又因为（２―１４）Ｒ。＝％Ｒ“：ｕ∥ ／１ａＮ所以旦：旦。坐Ｒ“（２．１５）Ｕ，ＩＮｌｄ将式（２．１４）代入式（２．１５），得到ｉＲａ：ｒ＿ＩａＡ，Ｊ 弛Ｋ ｌｄ。Ｉ２（２―１６）而由图２．１５可知，乡乙＝（１～１．２）将式（２－１７）代入式（２．１６），得到＝（２．１７）旦胁叫专以卜浙江大学硕士学位论文即Ｒａ＝ｒＯ．６９～１）Ｒａｕ（２－１８）式（２一１８）表明，要保证输出功率为额定功率，即Ｐｄ／／／ｐｄＮ＝１时的直流等效电阻为： Ｒｕ＝ｆＯｉ６９～１）Ｒｕｕ利用式（２－１２）中，Ｒａ铷８１ｃｏｓ２（ｐＲｅ这一特性，可将中频负载端等效电阻Ｒ。引起的变化线性地转化为直流等效电阻ｍ的变化。实际上就是说，当负载变化了ｒ０ ６９～１Ｊ倍，相应地可以等效为直流电阻也变化了ｒＯ ６９～ｌＪ倍。这样的推导仅仅是为了便于分析，而以直流电阻ｍ作为变量进行推导而已。因此在上述条件下，只要负载线在图２．１６中的曲线１和２之间变化时，中频电源就能以额定功率安全地工作。 当电网电压发生波动时，如图２．１７所示。假设这时所引起的叻的变化范围为：０．９、＜Ｕａ／（ｒ ｒ≤１．１同理，根据式（２－１４）和（２－１５），可得到：（２．１９）旦：ｒ旦）ｚ（２－２０）尺驯 Ｕｄｕ将式（２．１９）代入式（２－２０），得到：％。＝（ｏ．９２～１．１ ２）即 Ｒａ＝ｆＯ．８１～１．２１）Ｒａｕ（２－２１）在上述假定条件成立的情况下，我们比较一下式（２－１８）和式（２－２１），可以发现，无论是负载阻抗变化引起ｍ变化，还是电网电压波动引起ｍ变化的情况下，都要保证中频电源在额定功率状态下运行的话，就必须要保证逆变角（ｐ能适应直流等效电阻的变化范围，即Ｏ．６９Ｒａｕ≤Ｒａ≤１．２１Ｒａｕ。这样的话，就可以很容易地计算出逆变角币所需要的调节范围，即对应的币的最小值币．。和最大值 （ｐ一。但是需要注意的是，为了保证晶闸管中频电源能安全可靠地运行，其逆 变角（ｐ的调节范围要受到晶闸管关断时间和逆变晶闸管承受耐压能力这两个因 素的限制，因此逆变角叩不能无限大或很小。下面计算一下电源正常工作时逆 变角中所要满足的调节范围：（１）计算母。：由于逆变晶闸管在逆变反向时需要一定量的换向时间，为了使晶闸管能可 靠关断，晶闸管所承受的反压时间却必须大于晶闸管本身的关断时间ｔｑ。从安 全角度来看，印越大越好，但ｔｐ越大意味着逆变角币的增大，这样功率因数就 要降低。假设快速晶闸管的关断时间为３０ｕｓ，换流时间取５ｕｓ，则反压时间（考浙江大学硕士学位论文虑安全系数）取５０ｕｓ，当中频电源的工作频率为１ｋＨｚ时，其对应的电角度为３６０。，这样可计算出币约为１８。，我们取（Ｐ。．．。２０。。 （２）计算妒一：逆变角（ｐ不能无限增大；另一方面，逆变晶闸管的换向电压蜥＝器，当（ｐ由于逆变输出电压受中频电容器的耐压以及逆变晶闸管耐压的限制，因而增大时，ｕｒ会加倍增大，为了保证逆变晶闸管工作在安全的％范围内，换相电感势必很大，这会带来逆变启动困难，因为它也要求逆变角（ｐ不能很大。例 如：当三相交流输入电压为３８０Ｖ，最大输出直流电压明为５００Ｖ时，假设逆变电路所能承受的最大电压“一可达到８００Ｖ，则根据公式Ｕｎ＝ｉ二＝兰一，可以计算Ｕ．ｙＣＯＳ‘Ｄ出此时最大的逆变角（ｐ约为（ｐ。＝４６。。同理，根据公式曲＝＿＝竺一，当（ｐ一＝２０。，犰＝５００Ｖ时，可求出逆变 ｕ．ｙＣＯＳｍ输出电压ＵＨ＝５９１ Ｖ。这也就是说，当平在２０。～４６。范围内变化时，撕可在５９１ｖ～８００Ｖ之间变化，而在该范围内，整流桥的功率因数九始终保持在最高点， 如图２．１８所示。图中同时也给出了额定功率ＰⅣ与逆变输出电压“。的关系曲线。九Ｏ．０．４图２．１８整流功率因数九、Ｐ，与撕的关系曲线图中，曲线Ｉ：常规晶闸管中频电源 曲线２：高功率因数恒功率中频电源。有了以上的分析过程，我们也可以从另外一个角度来定性地理解如何通过改变逆变角币来实现恒功率输出的原理。例如，当熔炼电炉的负载变轻时，即 槽路等效电阻ｍ变大时，由于此时饥已为最高，这样中频输出功率就会随之 减小。此时，我们可以通过控制电路来使逆变角（ｐ自动增大，即在不增加直流浙江大学硕士学位论文电压∞的前提下使得输出电压撕得到增加，以此来补偿由于ｍ变大所引起的中频输出功率的减小；反之亦然。§２．４．２控制电路的构成该控制方法的基本思路是：在保持直流侧电压矾不变的基础上，通过控制 电路来自动改变逆变角（ｐ，以保ｉｉＥｏｅ频输出功率的恒定。这样就不用靠改变整 流触发角ｄ来调节中频输出功率，使整流侧的功率因数能工作在较高点，有利 于提高中频电源的利用效率。该控制系统的原理框图如图２．１９所示。＋图２．１９控制系统原理框图图中，Ａ１：ＰＩ调节器；ＡＤ６３３：四象限模拟乘法器酿：给定功率（可调）：尸：负载输出功率；扫：负载电流；姗：负载电压。由上图可以看出，这种恒功率闭环控制方法与常规的功率控制方法还是有 较大的区别。它不是通过改变整流电路的触发角来调节功率的，而是通过改变 逆变角来实现恒功率的控制，也即使中频电源尽量在高功率因数的基础上工作。 至于具体控制电路的实现，这里就不做具体的分析了。由于跟后面的双负载调功的方法相似，因此将在第五章的电路设计中加以详细讨论，这里仅简单说明浙江大学颀士学位论文一下该控制电路的工作原理。 假设中频电源原来在额定功率状态下工作，当负载阻抗变化或者电网电压波动引起负载上实际输出功率Ｐ减小时，这时偏差△Ｐ＝％一Ｐ＞０，ＰＩ调节器的输出将会减小，这样模拟乘法器ＡＤ６３３输出的正弦电压的幅值也相应地会减 小，根据中频电源瞬时值方式的自动调频方法“１，其结果会导致逆变角Ｑ的增大， 从而使输出功率继续增大，直至达到额定值后，中频电源又处于稳定的工作状态：反之亦然。§２．４．３与串联谐振电路的性能比较对于串联谐振中频电源来说，其整流电路一般都采用二极管不控整流后接 电容滤波，见图２．２０（ａ）。从整流侧的功率因数九来看，串联谐振中频电源的功率因数九看上去似乎很高，虽然交流输入电压基本上未出现波形失真，但输出电流却不能再保持正弦波形，而是呈不连续的峰值很高的脉冲波形，见图２．２０ （ｂ）。根据非正弦电流波形下的线路功率因数的定义：九＝“ｃｏｓ（ｐ＝“ｕ彳Ｌ式中，吐：畸变因数：（２―２２）ｃｏｓｔｐ：位移因数；‰：理想空载直流电压。爪（ａ）二极管ｔｉｔｉｅｄ，路．Ｖ。 ７（ｂ）交流输入电流图２．２０二极管整流电路及其交流输入电流浙江大学硕士学位论文尽管图２．２０（ｂ）ｑ，所示的电流波形的位移因数ｃｏｓｑ）能接近于ｌ，但因其畸变因数“很低，因此总的功率因数ｘ还是很低，这在低功率时尤其严重，为了提高功 率因数，在电路中可采用串联直流平波电抗器和交流电感来解决，一般都可以使 功率因数九得到提高。 再来看一下并联谐振中频电源，由于其整流输出后接了一个直流平波电抗 器，只要其电感量足够大，则交流输入电流的波形就会是比较好的１２０。矩形波， 其对应的畸变因数“一股可达Ｏ．９以上，位移因数ｃｏｓｑ）由直流电压明决定，因此并联谐振中频电源的最大功率因数九～般都可以大于Ｏ ９。总之，在额定功率状态下，本节所介绍的改进型并联谐振中频感应加热电 源的整流功率因数九，在低功率段不如串联谐振中频电源的高；但在高功率段 比串联谐振中频电源的要高一些。在恒功率特性方面，并联谐振中频电源的输出功率为：Ｐ＝Ｏ．９１ａＵＭｃｏｓ（｜０ （２―２３）串联谐振中频电源的输出功率为：Ｐ＝Ｏ．９（儿抽ｃｏｓｑ）（２．２４）比较一下式（２－２３）和式（２―２４），发现两者的表达式非常相似。洳（扫）都受到逆变晶闸管电压、电流裕量和槽路谐振电容器耐压的限制，都不可能无 限增大，当两者裕量相同时，恒功率区的宽度也应相同。但是，并联谐振中频 电源在大功率、高的运行可靠性、低制造成本方面较串联谐振中频电源更胜一 筹，在我国国内，大多采用的还是并联谐振中频电源。而恒功率输出并联逆变中频电源的主要优点在于：熔炼周期短，提高了单产；因熔炼周期短，减少了散热损失，提高了热效率，达到了节电节能的目的；在不出现过流的工况下， 均在最高直流电压叻下工作，因此整流功率因数九较高。第三章双负载电源的配置方法在需要两台电炉交替作业（如熔化作业和保温作业），或者需要修补炉子、重打炉衬等工作条件下，如何找到中频电源与电炉之间的合理配置方案以方便灵活地实现两炉子间的功率分配，并且充分利用电源装置的输出功率以最大限 度地提高电源装置的利用系数，这对于实际生产来说具有重要意义。§３．１常用的电源与负载的配置方式‘６１目前，比较常见的中频感应加热电源与负载之间的配置方式主要有以下五种，图３．１所示的为其简单的配置示意图。厂々厂々 Ｉ兰 兰Ｊ Ｉ！ 兰｛导暑（ｃ）图３．１电源与负载的各种配置方案１．单台电源与单个负载的配置方式 如图３．１（ａ）所示，这种配置方法最简单和可靠。若采用中频坩埚式感应电 炉的话，它适合于电炉内金属液熔化后迅速倒空，再重新加料熔化的铸造作业 条件。对于过大容量的电炉由于一次倒空存在困难，这时需要分批将金属液倒 入保温炉内，或者电炉需切换到保温功率对金属液保温，这样就降低了电源装－２７?浙江大学颀士学位论文置的利用效率。 ２．通过开关切换的单台电源与两个负载的配置 如图３．１（ｂ）所示，这是一种比较常见的配置方法。当一台电炉处于熔化作业状态时，另一台电炉可以进行浇注作业。在作小容量多次数浇注作业时，可将向熔化作业电炉供电的电源短时间内切换到处于浇注状态，保温作业状态的 电炉使炉内金属液迅速升温以补偿浇注作业时金属液的温度降。两台电炉的交 替作业（熔化作业和浇注，加料作业），保证了向浇注作业持续提供高温金属液，使电源的利用率得到了很大的提高。另外当需要修补炉子、重打炉衬时，通过开关来切换功率也很容易实现，这是目前国内最常用的配置方案。３．通过开关切换实现两个负载共享两台电源的配置 如图３．１（ｃ）所示，在这种配置方案中，有两台相同功率的中频电源和两台 相同容量的电炉。通过开关的切换可使两台电源同时向一台电炉供电，一旦该台电炉熔化作业结束，两台电源又被切换到另一台已经加好料的电炉开始熔化作业。而当需要向第一台电炉输入补充功率时，这时可将两台电源中的一台切 换到第一台电炉使其作保温作业，而让另一台电源继续向第二台处于熔化作业状态的电炉供电。这种配置方案的缺点在于开关切换的次数太频繁，以及存在 如下的现象：即当两台电源同时向其中的一台电炉供电时的频率低于单台电源向一台电炉供电时的频率，其结果是无法获得最佳的搅拌效应。４．通过开关切换实现两台电炉交替与熔化电源和保温电源相连的配置 如图３．１（ｄ）所示，这种配置方案的出发点是为了克服正在进行浇注作业的 电炉内金属液的温度降低，可向它提供必要的保温功率。图中所示的即为一台熔化功率电源和一台保温功率电源分别通过切换开关交替向熔化作业状态的电炉和保温、浇注作业状态的电炉提供能量。这种配置方案可能出现的不足之处 在于：保温电源为了与同一感应线圈匹配工作，必须以稍高于熔化电源的频率工作，由此可能导致无法获得最佳的搅拌效果。５．一台电源可以同时向两台电炉供电的配置 如图３．１（ｅ）所示。这种配置方案是ＩＮＤＵｃＴＯＴＨＥＲＭ公司于１９９１年研制成 功，并且获得专利的一种先进的双重输出电源的配置方案，该公司还将这种形式的电源冠以Ｄｕａｌ－－Ｔｒａｃｋ的名称（属于电压反馈式逆变器）。该电源主要包括有一套整流器和两套相同容量的逆变器及电容器组。它能同时向两台电炉供电并分别控制各台电炉的功率。例如，它能同时向第一台电炉提供熔化功率，而．２８．浙江大学硕士学位论文余下的功率容量则提供给第二台电炉作保温、浇注用。由于它无须象前述各种配置方案中通过开关切换中断熔化作业来对浇注作业状态电炉供电，以维持金 属液温度，因此电源的利用系数几乎可达１００％。§３．２国外已开发的双重输出电源这里，我们将一台电源可以同时向两台电炉供电的电源配置，又称为双重输出电源配置。这种形式的电源配置方案的主要特点和性能有：（Ａ）每台电炉可根据各自工况选择合适的功率。对于处于浇注作业状态的 电炉来说，合适的功率选择可根据需要使浇注温度维持在所需的设定值左右， 温度波动很小，有利于铸件质量的提高。 （Ｂ）无机械式的切换开关，无第二台保温电源，这样可使这种形式的电源配置方案工作可靠性最高。（Ｃ）可同时对两台电炉作炉衬烧结或冷态熔化作业，或一台电炉作炉衬烧 结，另一台电炉作熔化作业。 （Ｄ）电源的功率利用系数高，从而大幅度地提高了电炉的生产率。正是由于这种形式电源配置方案的诸多优点以及良好的经济性，世界上许多著名的电炉公司都相继开发了各具特色的能同时向两台电炉提供可控制功率 的电源，目前世界上已经大约有２００台以上的此类电源配置方案在运行。下面分别给出ＰＩＬＬＡＲ公司和ＡＪＡＸ公司开发出的一种双重输出电源。图３．２所示的为ＰＩＬＬＡＲ公司的ＭＫｌ０一ＤＸ电源与电炉配置的原理图。图３．２ＭＫＩＯ―ＤＸ电源原理图浙江大学颂士学位论文由图中可以看出，该电源包括有一套可控整流器和两套相同容量的逆变器和电容器组，其中逆变器是采用ＩＧＢＴ来代替ＳＣＲ的电压型串联逆变器，由于 两个逆变器是相互并联的，这样两个逆变器就可以相互独立地工作，所以控制 起来也就相对比较灵活。图３．３给出的是ＡＪＡｘ公司生产的ＰａｃｅｒＰｏｗｅｒ Ｓｈａｒｅ Ｓｙｓｔｅｍ电源与电炉之 间配置的原理图。Ｖ＼一Ｌ―Ｋ≥ Ｌ】‘！ｒ１ ｒ＼＼一一 一删。《≥。ｗ，―－／叫＼一 ＼紊／，ｓｗ２电炉Ａ／叫瑟‘ｊＫ≥ 【！［＼３∈＼｛ＭＳＷＢ ｆ｛ＭＳＷｆＳｙｓｔｅｍ电源原理图图３．３Ｐａｃｅｒ Ｐｏｗｅｒ Ｓｈａｒｅ由上图可以看出，该电源仅仅包括一套整流器和一套电流型并联逆变器以 及电容器组。该配置方案主要是借助于一组气动开关的开闭来实现一台电源同时向两台电炉提供可控功率，气动开关的开闭由逻辑控制器来自动操作。功率分享控制器的操作过程如下： 电炉Ａ（熔化），电炉Ｂ（保温）：ＡＳＷｌ闭，ＡＳＷ２开，ＡＳＷ３闭，ＡＳＷ４开； 电炉Ａ（保温），电炉Ｂ（熔化）：ＡＳＷｌ开，ＡＳＷ２闭，ＡＳＷ３开，ＡＳＷ４闭；ＭＳＷＡ和ＭＳＷＢ是手动的隔离开关，其作用是使电炉Ａ或电炉Ｂ与系统隔离。§３．３单个逆变器带多个负载的小功率电源配置§３．３．１基本工作原理对于用作烹饪等场合的小功率感应加热电源装置通常包括两个或者两个以上的感应器，而且每个感应器上的功率又必须独立可调。为满足这种配置的需 要，当前比较常见的解决方案通常有两种： （１）第一种方案就是一个逆变器对应地后接一个感应器。这种配置方案对小功率的感应加热电源来说，势必会造成电路复杂，体积增大，以及制造成本，３０．的大大增加等等不足。（２）第二种方案就是通过电子机械式开关来实现单个逆变器可同时给多个 感应器供电。与第一种方案相比，这是一个低成本的配置方案，但是不同感应 器之间的功率分配必须通过低频电子开关来实现，这是它的不足之处。 因此，针对这种情况，国外已有人开始尝试设计一个逆变器可以同时带两个甚至两个以上感应器，而不需要电子机械式开关的配置方案Ｉｌ…。图３．４所示的为其原理图。Ｅｌ ００ｖ图３．４多负载／单变换器系统原理图如上图，该系统主要包括一个逆变电压（方波电压），１３＿个串联谐振负载 （由ｎ个感应器以及ｎ个谐振电容器组成）。这样就可以灵活地来选择感应器的个数，以满足实际应用的需要。图３．５各个负载的功率曲线图３．５所示的为每个谐振负载上的功率与其对应开关频率的示意关系。可 以看出，随着开关频率的变化，负载上的功率相应地也要发生改变，因此为了－３ｌ－浙江大学硕士学位论文在各个负载上得到所需要的功率，就必须选择合适的工作频率以及ｎ个谐振负 载的频率值。目前，最常见的解决办法就是先设定～个工作频率，由它来控制主负载（后 接一个恒值电容器）的功率，而通过电子机械式开关来改变其他谐振电容器的 数值。值得注意的是：这些开关仅仅是用来改变功率分配比例的，而不是前面 所提到的低频开关，因此不会影响加热的效果。具体的实现电路如图３．６所示ａＥ图３．６多负载／单变换器电路实现原理图根据图３．６所示的原理图，从理论上讲，一个逆变器带任何多负载的配置方案都是可以实现的，但由于实际电路真正实现起来要考虑各个负载频率与所 需功率的匹配问题，这就需要设计合理的匹配参数，这个过程还是比较复杂的。 因此相对来说，一个比较实际而又比较容易实现的方案就是，一个逆变器带两个感应器。其中一个是主负载，它的负载参数保持不变，而通过调节另外一个感应器的谐振电容器的数值来改变其本身的工作频率，从而改变两个感应器上的功率分配比例，以达到可以根据实际需要来获取功率的目的。§３．３．２仿真分析针对图３．７所示的电路，然后选择不同的开关频率和不同的谐振电容值，作了一个简要的仿真实验，主要是为了验证该方案的可行性和实际的调功效果。 这里，感应器的模型用一个电阻Ｒ与一个电感￡串联的等效电路来代替，这样我们基本上可以近似地认为，感应器上获得的功率就是电阻Ｒ上消耗的有功功率。这样，当我们分析仿真波形的时侯，就可以很容易地看到：当工作频率发生变化时，各个感应器上所获得的功率是如何变化的。．３２．图３．７多负载／单变换器仿真实验图基于以上的电路模型，假设两个感应器的参数是一样的，其中，Ｒ，＝Ｒ ２＝１５Ｑ，￡Ｉ＝Ｌ ２＝Ｏ．０６３３ｍＨ，电容参数如图中所标：然后再在工作频率分别为：／?＝２０ｋＨｚ，ｆ２＝２５ｋＨｚ，厂，＝３０ｋＨｚ的条件下，一一作了仿真实验，仿真结果如下：踟∞（Ａ】：ｔ（ｓ） Ｉ（Ｌ１ｌ＋ｌ（Ｌ２）踟ｍ∞【＾）：ｔ（３）ｉ（Ｌ１）ｍ ｍ∞（Ａ）：ｔ（ｓ）Ｉ（Ｌ２ｌｍ３００ｕ ３６０ｕ ４００ｕ ．４６０ｕ ５００ｕｌｆｓｌ塑至盔兰堡主兰竺堡兰（‘ｆｖ｝：ｑｓ）６０００ｒ２∞００２００．０００ｋ瓤△八『＼ 、 八 厂＼ ／、＼ＩＶ＼一ｆ＼一』＼一』＼一 ｉ～ｆ＼一‘ｉ―ｆ＼一（１Ｉｖｌ：ｔＣｓ）ｐ１０．０ ３００ｕ ３００Ｕ ４００ｕ ４５０ｕ ５００ｕ１忙）图３．８厂＝２０ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ ２ｕ时，负载功率和电流波形㈣：ｃ（神２（Ｉ ｏｉ（Ｌ１）＋ｉ（Ｌ．２】０．０－２０．０（Ａｉ：噬０Ｉ１０．０圈０．０－１０．０１０．０㈣：Ｍ毒）Ｉ（Ｌ２）００．１０．０４∞ｕ百?）（邺：ｔ（ｏ）Ｂ００ ０Ｐ２６∞．Ｏ４００ ０２∞．ｏＯ．Ｏ㈣：ｔ（０｝Ｐ１１０００．０Ｂ∞Ｏ６００ ０ ４００七 ２００ Ｏ Ｏ．Ｏ≮：币Ｋ／‘＼厂＼厂＼／＾＼Ｊ厂＼／‘＼、／ 、／ 、／ 、／ 、／ 、／ 、ＪＪ／４００Ｕ、４６０ｕ５００ｕ图３．９，＝２５ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ ２ｕ时，负载功率和电流波形．３４?塑坚盔兰堡主堂垡堡兰――ｌＡ）：ｔ（ｓ）∞．０Ｏ．０ 五口０ １０．ｏ０ ０ｉ（Ｌ１）‘－ｉ（Ｌ２）Ｉ脚：ｔ（ｓ｝ｉ（Ｌ１）．１０．０ １（１Ｄ ０．０．１０ ０ＩＡＪ：ｔ（ｓＪ ｌ扯２）５００ｕ（Ｗ）：ｔｔｓ）１０００．ｏ ８００．０ Ｓ００．Ｏ４００．口Ｉ亭确，。矿ｉ、ｊ气、／、／＾、厂、＼／、＼／、／．＼『＼／＼／Ｉ／＼／＼／ｉ／＼／／／Ｉ，尸１２∞ａ图３．１０，＝３０ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ．２ｕ时，负载功率和电流波形ＣＡ】．ｔ（∞２０Ｄ０ＤＩ乱１）＋Ｉ（Ｌ２’＿２００ １０Ｄ０Ｄｔ．ＡＩ ＩｌＬｌＩｔ（ｓ）－１０Ｄ １０Ｄ０Ｄ 一０Ｄ（ＡＩ．ｔｔｓ）１０－２｝３００ｕ３６０ｕ４００ｕ嫡Ｏｕ５００ｕｔ嘲．３５．浙江大学硕士学位论文１０００．０ ８００．０ ６００．０ ４０００Ｍ㈨：硼２０００Ｏ．ＯＺＵＵＵ．ＵＪＡ嗡：．Ａ 厂＼ 厂＼ 厂＼ 八 Ｊ厂＼ 厂＼＼ 』＼ Ｊ＼７＼／＼ｊ＼』＼ｆ＼㈣：锄Ｐ１和譬５旷＼／３００ｕ厂＼厂＼厂＼厂＼／“、』厂＼＼＼、／＼、／３５０ｕ＼／＼、／４００ｕ＼／＼／４ＳＯｕ、、、／＼、、Ｇ００ｕ衄图３．ｕ，＝２０ｋＨｚ．Ｃ ２＝０ ３ｕ时，负载功率和电流波形ｌ＾Ｊ：ｔ‘ｓ】２０．０ ０．０－２０．０Ｉ（Ｌ＇Ｉ）＋ｉｆＬ２）（＾）：ｔ（ｓ）Ｉ（Ｌ＂１０．００．０．ｉＯ．０Ｉ＾）：ｔ（ｏ）１０．０¨）０，０－１０．０∞Ｏｕ３５０ｕ４∞ｕ４ＧＯｕＧＯＯｕｔｓ）（１ＩＩｆ）：ｔ（ｓ）１０００．０ ８００．０ ６００．０４００．０厂、，、ｒｒｒＰ２＾一ｎｆ２００．００．０１０∞口ｅ００．０ＯＰｔ）：ｔ（ｓ）ｓ００．Ｏ４００．０伽猡／｛，ｎ，ｎ，／、ｊ门ｊ八ｊ门／ｌ【，／ｉ／、１／ｉ，／ｉ／Ｖ ｉ／、１／／／、１／ｊ３６０ｕ ４００ｕＰ１２００．００．０邬０ｕｌｌｓ）图３．１２ ｆ＝２５ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ．３ｕ时，负载功率和电流波形．３６．塑坚奎兰堕主兰垡笙茎㈣。ｑ暑）２０．０ ０．０－２０．０ＩＣＬＩ）－＊Ｉ（Ｌ２）ＩＡ）：ｑ町ｉ（Ｌ萄１０．００．０－１０．０ １０．００．０ ．１０．０ ３５０ｕ ４００ｕ㈣：ｑｊ）ＩｔＬｌ）５００ｕｔ（ｓｌ㈨：啦｝２０００．Ｏ Ｐ２Ｏ．Ｏ １０００Ｄ ８００．Ｏ ６００Ｄ ４００．Ｏ ２００．０ Ｏ．Ｏ（ｍ：㈣ｊ械。舾厂＼厂＼／、八厂＼厂＼厂＼厂＼／、厂＼ｙ ＼／ ．ｉ ∥ ＼／ ０ ／ ｜ Ｊ ｜ ｌ ／ ／３∞ｕ４００ｕ ４６０ｕＰ１３００ｕ５００１，１ｔ（ｓｌ图３．１３ ｆ＝３０ｋＨｚ，Ｃ２＝０．３ｕ时，负载功率和电流波形㈧ｔ（５】ｌ 勇 ｌ∞ＯｕｌＩＬｌｌ＋Ｉ【Ｌ２’ＣＡ）ｔ（ｓ】ｊＩＬｌｌ（Ａｌ：ｔ（ｓ１Ｉ㈣∞Ｏｕ“ｓ】６００ｕ．３７．塑望盔兰堡主兰堡堡塞――ｎＩｖ）：ｔ（ｊ）２∞０．０Ｐ２ｎ０ｆＷ）：“ｓ）２∞０．０＾唧八八八、八八八｜ＰＩ、、、｜＼｜＼、、、ｉ、、＼｜、、ｉ＼｜’、＼ｉ＼５００ｕ３００Ｕ３６０ｕ４００ｕ４５０ｕｔｆｓ）图３．１４ ｆ＝２０ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ ４ｕ时，负载功率和电流波形【Ａ１：Ｈｓｊ２０．口ＩＣＬｌｐｉｃＬ２】＆０∞．ｏ１ｎ０ ０．０ ．１ｎａ １０．０ ０－ｏ ．１０．０（＾）：ｔ（８）ｌ（Ｌ２）ＣＡ）：ｔＩｓＪ｛ｐ弋７℃万了弋刁ＡｔＯＯＩＪＩ（Ｌ１）５００ｕｔ（ｍ）【ｗ】：ｔ（ｓ）Ｐ２Ｕ∞Ｕ８００Ｄ ６０００Ｃ帅：ｔ（ｓ）Ｐ１４∞．０论的众厂＼／、＼八『ｒ＼厂＼厂、＼厂＼厂＼２∞Ｄ０．０／、／Ｖ ｊ／、／、／Ｖ、／Ｖ、／、３ＳＯｕ ４００ｕ３００ｕ５∞ｕｔ‘ｌＩ图３．１５ ｆ＝２５ｋＨｚ，Ｃ２＝０．４ｕ时，负载功率和电流波形．３８．浙江大学顾士学位论文日∞．Ｏ４００．０锄ｎ２∞０Ｑｎ３００ｕ瑚ｕ４００ｕＳ００Ｕｔ（ｓ）图３．１６厂＝３０ｋＨｚ，Ｃ２＝Ｏ ４ｕ时，负载功率和电流波形根据以上的仿真波形，我们可以得出不同开关频率下，各个负载上功率变化的趋势；还有在保持开关频率不变的条件下，改变与感应器相连的谐振电容器的数值，也将会引起感应器上的功率发生变化，具体的对应关系如图３．１７所示。由于仅仅是为了观察一下开关频率发生变化后所引起的负载功率变化的趋 势，因此仿真时仅仅取了三个开关工作点作分析，但这并不会影响整体的分析效果。从图中可以看出，其中的一个是主负载，它的功率为ＰＩ，在同一工作频率下基本上是不会随另外一个感应器上谐振电容器数值的变化而变化的。但当 开关工作频率发生变化时，功率尸?也要跟着变化。我们再来看一下另外一个感 应器上输出功率的变化规律，由于感应器上谐振电容器的数值可调，因此可以在保持开关频率不变的条件下，通过改变电容器的值，来调节该感应器上所要获得的功率。．３９．篡豢翼蚕垂囊￡墨辜竺￡霾雾慧蔷姜冀轰篓军篡兰磊巍茹双负载之间．４０－浙江大学硕士学位论文第四章并联逆变中频电源双负载功率分配技术如何选择电源与负载之间具体的配置方案，要根据所用电源的类型，也就 是要根据所使用逆变器的具体类型来确定。本章所提出的配置方案的基本思路 是：整个系统只用一个整流器，其后接两个逆变器（相互串联或并联），然后根据逆变器的类型，对应地相互串联或者并联两个相同类型的谐振负载。控制方法的基本思路是：通过控制电路自动改变各个逆变器的逆变角（ｐ来实现两负载间的功率分配。§４．１配置方案的选择由于目前国内所使用的中频感应加热电源大部分都是并联谐振型中频感应加热电源，所以本章都以并联谐振中频电源作为研究对象，来讨论如何实现双 负载功率分配技术。在此基础上，根据第二章所比较的串联谐振逆变器和并联谐振逆变器在电路拓扑和电路特性上的对偶关系，可以将配置方案和控制方法 推广到串联谐振中频感应加热电源中加以应用。§４．１．１电流型逆变器并联配置方案一一∈】 ∈】 ∈禳――．１一 一１ ∈Ｔ１３ Ｆ２ｆ１一广二一一一℃ｌ］。一钉４３ ∈Ｔ３ｕ．Ｕ∈ｊ ∈ｊ ∈’ 一ｇｒ５＂， 口７３，ｒｒ们』，搿２图４．Ｉ电流型逆变器并联配置．４１．由于在整流器后面要接两个逆变器，当然这两个逆变器就可以有两种连接方式，即相互串联或并联。先来看一下两个电流型逆变器相互并联的情况，其 主电路原理图如图４，ｌ所示。整个系统由一套整流器和两套相互并联的电流型 逆变器构成，所以各自对应的负载也应为并联谐振型负载。初一看，这个电路 好象没有什么问题，另外出于是相互并联的，这样还可以不受对方的影响而相互独立地工作。其实不然，由于受逆变晶闸管工作特性的影响，这个电路实际上是不能正常工作的。首先，我们来看一下晶闸管逆变桥换流的工作原理，由于受逆变晶闸管工 作特性的限制，它不是自关断器件，而要通过负载换流给它外加反向电压，以使其可靠关断。在感应加热电源中，逆变晶闸管要依靠谐振负载换流时，在另外～对晶闸管导通时，由于谐振电容器上的电压不能突变，而该电压就是晶闸管上承受的电压，因此这时加在需要被关断晶闸管上的电压将是一个反向电压，只要晶闸管承受反压的时间大于晶闸管本身的关断时间，这样就可以促使其可 靠关断。正是由于这个原因，当两个电流型逆变器相互并联时，就会出现问题，因为我们无法保证两组逆变器所采用的晶闸管还有其他元器件，以及两个谐振负载的参数和两组逆变器的工作状态全都是一模一样的，这样就无法保证两个逆变桥公共输入端的电压是完全相同的，这与并联电路的原理也是相矛盾的，而且在实际电路中也是不允许的。接下来，我们分析一下正常工作情况下，该电路所需要满足的基本条件。．八 Ａ 门ｊ“Ⅳ；＼｜―＿ｔＴ｝“ｄ――●ｊ， 一；”；／一、 ｛；ｉ？ ｈ；＋）Ｌ一一∥了一／］．ｙ图４．２逆变桥入端电压如图４．２所示，在＾换流时间段。逆变桥四个晶闸管短暂直通，入端电压 砌等于零，之后在却时间段，其中两个晶闸管开始承受反向电压以保证可靠关 断。我们还可以看出，入端电压实际上就是电容器上的电压，其值不能突变。另外，两个逆变桥并联使逆变桥的入端电压保持完全一致，这就要求电容凸和浙江大学硕士学位论文Ｃ：上的电压必须完全一样，而且两个逆变桥的换流也要同时进行，否则就无法保证两个逆变桥的入端电压完全一样，这样电路也就不能正常工作。 现举例加以简单的说明。假设ｌ＃逆变桥上各个晶闸管的工作情况是：晶闸 管Ｔｌ、Ｔ３与Ｔ２、Ｔ４之间的换流过程已经结束，这时Ｔｌ、Ｔ３在却这段时间内 开始承受反压：而２＃逆变桥上各个晶闸管的工作情况是：晶闸管Ｔ５、Ｔ８导通，而Ｔ６、Ｔ７则处于关断状态。由于电容上的电压不能突变，此时２＃逆变桥上正 在导通的晶闸管Ｔ５、Ｔ８就要承受这个反向电压，而被迫关断，这样２捍逆变桥上四个晶闸管都处于关断状态，因此所有的电流将全部流向ｌ样逆变桥，相应地， 流过该逆变桥晶闸管上的电流就突然增大了一倍。这对于电路的正常工作来说 是不允许的，而对于晶闸管本身的容量限制来说也是个不利的因素，严重时会烧毁晶闸管。因此，结合以上的分析过程，我们不能采用图４．１所示的电路拓扑结构，主要是因为：（１）如果按上述原则工作，就不能有效地实现两个逆变桥之间的功率分配， 因为在一个逆变桥换流时，另外一个逆变桥就必须要关断一段时间，因此功率分配实现起来就比较困难。（２）即使让该电路在上述条件下工作，后换流的逆变桥要被强迫关断，而 先换流逆变桥的晶闸管上将要流过数值上突然增大一倍的电流，相应会导致晶 闸管上所承受电压的大大升高，这对晶闸管的容量来说是一个不小的考验，严 重时会损坏晶闸管。至于该电路具体的工作情况也可以通过仿真波形反映出来，波形图如图４．３ 所示。其中，Ｕ。、Ｕ。、醵，。和以”为晶闸管的触发脉冲；ｆ『－、ｆｒｚ、加、ｆｒ６分别为流过晶闸管Ｔｌ、Ｔ２、Ｔ５和Ｔ６上的电流：仪一为两个逆变桥的入端电压。 我们来分析一下换流过程。 （１）在ｆ＝８ｍｓ之前，晶闸管Ｔ２和Ｔ５导通，两者电流之和等于输入总电流。 （２）在ｆ＝８ｍｓ时，Ｔ２和Ｔｌ之间开始换流，而后Ｔ２上开始承受反向电压， 逆变桥入端电压也为负电压，因此强迫Ｔ５关断，这样２撑逆变桥关断，Ｔ１上流 过全部电流。 （３）当Ｔｌ完全导通，逆变桥入端重新建立正向电压时，Ｔ５又将开通，这样打?逐渐减小，而加却逐渐增加。等到Ｔ５和Ｔ６开始换流时，Ｔ５上又将开始 承受反压，此时逆变桥入端电压也变为负电压，因此强迫Ｔｌ关断，这样ｌ＃逆变桥关断，Ｔ６上流过全部电流。（４）接下来的工作过程就开始不断重复以上步骤。总之，电路中出现的问题在于：一个逆变桥在换流时，另外一个逆变桥要被强迫关断，流过一个逆变 桥上的电流突然增大一倍，容易损坏晶闸管，功率分配难于实现。－４３．塑堡盔兰堡主兰垡堡苎――］／１厂］ｍ ｎ／１．４４．塑坚查兰堡主兰垡丝苎丑：口：Ｈ耐附ｎ／１广］二ｒ＼ｎ广＼ｈｒ＼ｒ图４１３逆变桥并联配置仿真波形－４５－浙江大学硕士学位论文§４．１．２电流型逆变器串联配置方案由上－４，节的分析可知，若两个电流型逆变器相互并联不行，则根据两种 逆变器电路拓扑上的对偶关系，我们自然会想到将两个电流型逆变器串联起来，其后各自带一个并联谐振负载，主电路结构如图４．４所示。】∈ｊ 【】 ∈＃ｎ’０。Ｆ Ｉ一如―毫Ｉ三ｒ?ｌ一３１∈ｊ ∈ｊ Ｌ／丫 Ｕａ２十］［３‘――●－一图４．４电流型逆变器串联配置首先，我们来分析一下该电路能否正常工作。由图４．４可知，两个负载都 是并联谐振型负载，而且ｈ＝ｈ＝儿，因此两个负载都是在同一个电流源作 用下，各自独立地发生并联谐振，因而彼此不会发生电路工作上的冲突。但若 要满足上述工作要求，则必须保证流过两个逆变桥的电流不能断续，而对于并 联型逆变器来说，在每个逆变桥中，任一时刻总有两个对角晶闸管在导通，因 此整个回路始终有连续的电流流过，不存在电流断续的问题。另外还由于这两 个逆变器是相互串联的，因此也就不用考虑两个逆变桥之间的均流问题。为了 验证该配置方案是否能够实现，在开环情况下作了仿真分析，有关仿真波形分 别如图４．５和图４．６所示。图４．５所示的波形为两组逆变器的开关频率以及负载参数完全相同时的仿真波形。从图中可以看出，在这种条件下，两个逆变器输入端的电压讹－和Ｚｇａ：是完全一样的，并且Ｕａｌ＝Ｉｄａ２＝｛“一。而当保持两组负载的参数不变，仅改变两组逆变器的工作频率时，从图４．６所示的波形可以看出，逆变器输入端的电压砌． 和ｍｚ就不一样了，但是两者平均值之和仍然等于整流器输出直流电压的均值， 即满，，２ｕｄｌ＋Ｕｄ２＝Ｕｄ。这说明通过改变逆变器的工作频率，也就改变了逆变器输入电压“Ｊ?和ｍ２的平均值，又因为这两个逆变器是相互串联的，所以流过两，４６．塑望盔堂堡主兰垡建壅个逆变器的电流是相等的，因此只要能改变两个逆变器的输入电压砌－和Ⅲ：的 值，就可以改变两组负载上的输出功率了，从而也就可以实现两负载之间的功率分配。具体的工作原理将在后面章节讨论。一（ｖ）：ｔ（ｓ）“ｄ４００．Ｏ ２００．０ ０．０盘ｏｏ．０ ４００．０ ２００．００．０６／）：ｔ（ｓ） 厂、厂、厂、，＾，，、／、１，、“ｄ０ｙ｝｝／ ｙ ｙ｜；Ｉ，矿ｙ ｙ ｙ ｜；Ｉ， ｙ ｜；｜Ｉ，｝（Ⅵ：ｔ（ｓ）“ｄ１＿２００．０２００．００．Ｏ－２００．００．６２８０．６３０．６３２０．６３４０．６３６０．６３８０．６４“ｓ１图４．５两组逆变器开关频率以及负载参数相同时的电压波形ｆｖ）：ｔ（ｓ）６００ ４００ ２００ ０ －２００ ＿４００ ￥００ ０ ０ ０ ０ ４００．０ ２００．０ ０．０ －２００．０ ．４００．０ ４００２００、厂＼／、／、／、厂、．／＾、，＾，，７、、／、拦出ｉ／．。｝７｝／ｌ／…ｉｌ；｜，扩｝ｆ，ｌ，川Ｉ／幽２（ｖ）：ｔ（ｓ）０ ．２００ ―４００碾：必ｌ，ｙｅ槊拜８月１朝／１／１／１／１／１／１／１／１ Ａ Ａ Ａ Ａ／１／１／１一琵ｄ１ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙ ｙｌｔ（ｓ）图４．６两组逆变器开关频率不同而负载参数相同时的电压波形浙江大学硕士学位论文§４．１．３电压型逆变器并联配置在以上两节的分析中，主要是验证了这样一个配置方案：即整个系统只采用一个整流桥，其后将两个电流型逆变器相互串联起来，逆变桥后各自带两个 并联型谐振负载，然后通过改变逆变桥的逆变角母来调节负载上输出的功率， 这样就可以实现一台中频电源同时给两个负载供电，并且每个负载上的输出功率随时可以调节。因此，根据串联和并联电路拓扑结构上的对偶性，对于串联 谐振中频电源来说，只要将两个电压型逆变器相互并联，其后分别带两个串联 型谐振负载，同样可以实现一台串联中频电源同时给两个负载供电，而且负载上的输出功率也可以任意调节。其主电路原理图如图４．７所示。３Ｉ§丧 ｉ’ＩＩ．．一【ｊ 【】 【一 一，碍卡ｚ’【一【ｊ ‘ｊ Ｌ一，§丧 ：ＩｌＩ］碍书‘图４．７电压型逆变器并联配置原理图由于这种配置方案是采用两个电压型逆变器相互并联。因此电路中不存在 均压问题，另外如果当一组逆变器发生故障时，另一组逆变器还可以继续正常工作。而且它的调功方法与电流型逆变器串联配置方案相比，相对来说还要更灵活方便一点。对于这种类型的配置方案，在这里将不作详细讨论，本章主要 讨论电流型逆变器串联配置方案的工作原理及其控制方法。§４．２电流型逆变器串联配置方案的原理为了便于分析，将主电路原理图重画于图４．８，其中标有一些变量和参数。．４８．．．∈】 【】■牛ｎ。Ｌｒ―――一毫兰Ｉ一如Ｉ］［．３】∈ｊ ［一 Ｌ一 【，＋Ｕｄ２十３匕３．Ｌ．．．．图４．８电流型逆变器串联配置结合图４．８利用并联逆变电路的一些参数关系１５Ｉ，我们可以得到：ＰＩ＝［厶。ｘ＾。＝／，ｔ．２×Ｒ。．（４一１） （４．２）Ｐ２＝叽：。Ｌ：＝Ｌ：２×Ｒ。， 又因为Ｉａｌ＝且２＝Ｉａ，所以有：Ｐｔ＝Ｉａ ２×Ｒａｌ 尸２＝ＩＪ ２×Ｒａ２（４．３） （４．４）式中，Ｐ，：Ｐ２：１样负载输出功率； ２＃负载输出功率：Ｒａｌ：ｌ＃负载的等效直流电阻；ｍ２：甜负载的等效直流电阻。 根据以上的各个关系式，我们也可以直观地用一个直流等效电路来表示，如图４．９所示。（其中忽略直流电压源的内阻）。图４．９直流等效电路图４．１０负载转移特性在图４．９中需要说明的是：这里的直流电流源并不是真正意义上所说的输 出电流保持不变的那种恒流源，而是由直流电压源和大电感￡ｄ构成的，其实际 工作特性为：－４９－浙江大学硕士学位论文（１）在开关频率（即中频电源的工作频率）状态下，由于该频率相对工频来说要高得多，这时可以近似认为它是输出电流保持恒定的～个恒流源。 （２）在稳态条件下，由于电感厶上的平均电压为零，电阻上所加的电压就是直流电压源的电压值，因此要满足关系式：／ａ＝瓦警毛，这样电流源所输出的电流乃就要随着负载等效直流电阻的改变而变化。另外，从图４．９还可以看出，两负载之间的功率分配实际上可以归结为： 两个相互串联的电阻对同一个直流电压进行分压这样一个等效模型，要改变两负载上所获得的功率大小，我们只要改变一下两负载间的分压比就行了，这样就可以通过改变Ｒａｌ和Ｒａ２的数值来实现。假设电源输出总功率ＪＰ保持恒定，即：Ｐ＝Ｐ ｎ＋Ｐ２＝Ｉａ ２ｒＲｄｌ＋Ｒａ２）（４―５）很明显，只要根据两负载实际所需要输出功率的大小，适当地调整Ｒａｌ和 如：的大小，并且使其满足：Ｒａ ｎ＋Ｒａ２＝Ｒａ（４．６）式中，胁＝％这样就可以在保持输出总功率不变的条件下，灵活地调节两负载间的功率分配比例。但是通过什么方法才能改变月Ⅲ和Ｒａ２的大小昵？结合图４．１０，我们来看～下并联逆变中频电源的负载转移特性。假设对于给定的输出电压确，要使逆变电路向负载输送＾的有功功率，则其相应的负载等效电阻应满足：ＰＨ：―Ｕｎ―２（４－７）ＲＨ式中ｍ为槽路等效并联电阻。若忽略逆变电路的内部损耗，根据功率平衡 的原则，应有：娑：娑（４－８） 尺ｄ Ｒ”考虑到 则得到下式：妇：』Ｏ．９ｃｏｓｃｐＲａ枷．８１ｃｏｓ２ｔＤＲｎ（４．９）式中，（ｐ为逆变角（忽略电流的换向时间）。式（４―９）得出了并联逆变电源槽路等效电阻ｍ与直流电阻ｍ之间的数量关系，所以两负载的直流等效电阻分别为：Ｒａｎ铷．８１ｃｏｓ２（ｐ，ＲＨｌＲａ２≈０．８１ｃｏｓ２（ｐ，Ｒｎ２（４．１０） （４．１１）浙江大学硕Ｊ：学位论文这样我们就找到了改变直流电阻鼢的方法。最简单的情况就是：近似地认 为ｍ。和ｍ：在加热过程中保持不变，因此我们只要能改变逆变角‘ｐ?和ｔｐ：的大 小，就可以改变直流电阻ｍ，和ｍｚ的大小了。但逆变角（ｐ．和（ｐ：又要满足什么关系呢？要保证输出功率不变，则有：ｏ ８１ｃＤｓ ｃｐ，Ｒ…＋０ ８１ｃＤＪ２２（ｐ：ＲⅢ：Ｒｄ：（ｙ形。（４．１２）只要在电源运行时，测得一组Ｒａｔ和（ｐ．的值，根据式（４―１０）就可以计算出 ｍ．的值，同理可以也可以算出Ｒ。的值，再由测得的∞和厶算出ｍ，然后代 入式（４―１２），就可以得到恒输出功率条件下，逆变角币．和Ｑ ｚ的关系曲线，如图４．１ｌ所示。?ｃ??（１，Ｉ∞ｆ１∞∞．１０１９７ ｃｏ?Ｏｎ’ｏ）图４．１１逆变角‘ｐｔ和（ｐ ｚ的关系其中ｘ轴为（ｐ。变量，Ｙ轴为（ｐ：变量。 上图中用到的实验数据为：ｍ＝％－２。％ｏ＝４；Ｒｗｔ＝４．８８，Ｒｗ：＝５．０８：代入式（４．１２），可化简为：３．９６ｃｏｓ２（ｐ．＋４ １２ｃｏｓ２（ｐ：＝４（４．１３）结合上图和上式，可以看出，在恒功率条件下，逆变角Ｑ．和币，是单调变化 的。即当币－增大时，（ｐ ｚ就会减小：反之亦然。但是实际上，在负载整个加热过 程中，槽路的等效并联电阻ｍ是在不断变化的，这在第二章也讲到过，这样的话，我们就不可能得到象式（４．１３）那样简单的关系式了，也就是说很难找到逆变角（ｐ．和（ｐ：之间简单的一一对应的数值关系。 那怎么样才能找到控制规律呢？也就是说可以不考虑ｍ具体数值的变化，．５１．浙江大学硕：Ｅ学位论文而只关心逆变角（ｐ的变化规律，实际上就是指它的调节范围。要实现自动调节，就必须要设计一个闭环控制系统。在本文所提出的控制方法中，引进了一个功 率闭环，其目的是保持输出功率不变。这样的话，不管月”怎样变化，只要按照 负载实际所需要输出的功率的大小，在闭环中设定好功率给定值，然后通过该 控制电路来自动调节逆变角（ｐ的大小．以满足两个负载对输出功率的要求ａ 另外，对于正常工作情况下的并联逆变中频电源，也可以通过改变逆变角（ｐ 来调节输出功率，但是逆变角（ｐ的增大只能使输出功率往上调，而不能减小输 出功率。还有一个问题就是逆变角（ｐ过大，相应带来中频输出功率因数降低和 逆变晶闸管上承受的电压过高，因此常规中频电源通常不采用改变逆变角的方 法来调节输出功率。而对于两个逆变桥串联的电源配置，逆变角‘ｐ的增大反而 使输出功率减小，这与单桥逆变电源的调节规律正好相反，在保持恒功率的基 础上，随着逆变角母的增大（ｃｏｓｑ）减小），晶闸管上承受的电压也会减小，因 此不存在着因逆变角【ｐ增大而导致逆变晶闸管上所承受电压过高的问题。理论上讲，我们只要能保证一个最小逆变角（使晶闸管可靠关断的角度）就行了。§４．３控制电路的构成§４．３．１开环时控制电路的构成开环时，双负载功率分配控制原理图如图４．１２所示。旦～ｒ――＿－’ＡＤ ６３３Ｉ岫２还ＩＣ２若ｊ《ｌ。一’１图４．１２开环功率分配控制原理图浙江大学硕士学位论文由上图可以看出，这种开环的控制方法并没有构造功率闭环，而是通过直 接调节电位器上的直流电压，以改变输入到四象限模拟乘法器ＡＤ６３３上的直流电压，从而改变ＡＤ６３３输出正弦电压的幅值，最终达到改变逆变角（ｐ的目的。因此，两负载之问实际上并不存在着直接相互影响的功率关系，仅仅是靠调节电位器来改变两个负载各自所要获得功率的大小。假设将给定电压砺增大，则ｌ＃负载所对应的控制电路中的模拟乘法器ＡＤ６３３输出的正弦电压的幅值就会增大，根据中频电源瞬时值方式的自动调频方法，逆变器上对应的逆变角币，就会减小；相对应另外一组控制电路的给定电压（１０ｖ一％）会减小，则２＃负载所对应的控制电路中的模拟乘法器ＡＤ６３３输出的正弦电压的幅值就会减小，同 理可得出逆变角（口：会增大。这就是说，开环时，两个逆变角的变化规律是单调 的，即当一个增大时，另外一个势必会减小。因此我们只需一个电位器，就可 以很方便地调整两个负载之间的功率大小了。这与要通过开关切换来实现两负 载之间功率分享或分配的配置方案相比，显然具有简单、灵活、安全、可靠、 工作效率高等优点。以下各图示出的分别为不同逆变角时两逆变桥的入端电压地－、‰以及整流侧输出的总电压“，的实验波形。这里仅靠改变给定电压弧的数值来改变逆变 角，其中实验所用的总给定值为６Ｖ，而不是上图中所标的１０Ｖ。而在表４．１中 列出了三种不同给定电压情况下，两逆变桥上所测得的有关参数数据。给定 Ｕ。图４．１３１．１Ｖ给定 Ｕ：４ ９Ｖ逆变角（ＤＩ逆变角（Ｄ２Ｕｄ ｏＵｎ２直流 电流Ｌ１２５Ａ平均值１２０Ｖ２０ｌＶ平均值１２０Ｖ５４。３０。图４．１４２．５Ｖ３．５Ｖ３４。 ２７。３６。 ４ｒ９８．９Ｖ ８９．９Ｖ１００Ａ１００Ａ图４．１５３．７Ｖ２．３Ｖ２１４Ｖ表４－１实验数据一Ｕｒ／Ｉ≈１２０Ｖ，妒。≈５４。时。‰的波形．５３．塑堡查兰堕主兰些堕苎―――――――――――――――――一赢ｚ１２０ｖ，（Ｄ：ｚ ３０。时，ｍ：的波形ｚ，：１２５Ａ，瓦ｚ图４．１３２４０Ｖ时，ｍ的波形Ｕ＝１．１ ｖ’（６Ｖ―Ｕ）＝４．９Ｖ时，ｍ?、撕ｚ、ｍ的波形五＊９８．９Ｖ，（ｐ：ｚ ３６。时，ｕ：的波形．５４．塑堡－丈兰堡主堂壁垒苎――Ｉ。：１００Ａ，一Ｕａ≈３００Ｖ时，批的波形图４．１４Ｕ。＝２．５Ｖ，（６Ｖ―Ｕ。ｊ＝３ ５Ｖ时，㈨、‰、蛐的波形、八．八八Ⅳ瓦＝２１４Ｖ，（Ｄ．ｚ２７。时，ｍ．的波形磊ａ８９ ９Ｖ，妒：ｚ ４ｒ时，ｍ，的波形＾：１００Ａ，一Ｕｕｚ ３０４Ｖ时，ｍ的波形图４．１５以＝３．７ Ｖ，（６Ｖ―Ｍ）＝２．３Ｖ时，ｍ一、撕ｚ、蛐的波形注：以上各组实验波形为示波器探头衰减１０倍后所测得的。．５５．浙江大学硕士学位论文很明显由上面的实验波形可以看出，随着给定值以的增加，即从Ｉ ｌＶ～３７Ｖ，逆变角（ｐ．大约在５４。～２７。范围内变化，同时ｌ＃逆变桥的输出功率也将 Ｖ减小到２．３Ｖ，逆变角（ｐ：则大约在３０。～４１０范围内变化，从原来的１２ｋｗ增加到２１４ ｋＷ。而２＃逆变桥上输出功率的调节规律则正好相反， 给定值（６ Ｖ－以）从４９而输出功率则从１２ｋ