第十八届全国电源技术年会论文集；反激变换器功率场效应管开通电流尖峰分析；黄从愿，毛行奎，陈为；福州大学电气工程与自动化学院，福州３５０１０８；摘要反激变换器功率场效应管开通瞬间存在较大的电流；关键词反激变换器电流尖蜂变压器分布电容二极管反向；１．引言－；随着开关电源小型化的发展，需要进～步提高开关电源；２．电流尖峰影响因素及抑制措施；２．１电流尖峰产生原因及
第十八届全国电源技术年会论文集
反激变换器功率场效应管开通电流尖峰分析
黄从愿，毛行奎，陈为
福州大学电气工程与自动化学院，福州３５０１０８
摘要反激变换器功率场效应管开通瞬间存在较大的电流尖峰。不仅产生电磁干扰，增加开关管的电流应力，而凡当采用峰值电流控制方式时，可能导致开关管的误动作。本文通过建立包括电路和变压器杂散分布参数的模型深入分析了电流尖峰的影响因素，提出相应抑制措施，并进行了实验验证。
关键词反激变换器电流尖蜂变压器分布电容二极管反向恢复
１．引言－
随着开关电源小型化的发展，需要进～步提高开关电源的工作频率以减小变压器等无源器件的体积和重量。但频率提高的同时，电路的分布参数以及器件的性能对开关电源工作的影响不容忽视。一些分布参数，如变压器的漏感、分布电容等在开关管Ｔ作时形成很大的电压尖峰和电流尖峰，不仅产生电磁干扰，增加开关管的电压应力和电流应力，而且影响开关电源的整体性能。相对于由变压器漏感或者回路杂散电感引起的开关管关断时的电压尖峰，开关管开通时存在的电流尖峰原因相对复杂，而且也容易被忽视。实际上，开通时的电流尖峰，不仅产生电磁干扰，增加开关管的电流应力【１捌，影响效率，而且当采用峰值电流控制方式时，可能导致开关管的误动作。反激变换器因器件少，在小功率场合应用非常广泛，本文即以反激变换器为例，通过建立电路模型分析影响开关管开通电流尖峰的凶素及其抑制措施，并通过实验验证。
２．电流尖峰影响因素及抑制措施
２．１电流尖峰产生原因及影响因素
山Ｌ＾ｎＩ１ｔｒｒ
（ｄ）Ｓ秘地帷殳等效电路（ｂ）Ｓ导通阶段等效电路（ｃ）￥＠黝彀等效电路
图２反激变换器开关管升通瞬问电流尖峰分析各阶段等效电路
为分析开关管开通电流尖峰，建立如图ｌ所示的等效电路模型，虚框内为变压器的等效电路模氆，其中Ｃ山为开关管Ｓ的漏源极杂散电存，Ｌｏ为变压器原边侧的回路杂散电感，ｋ、Ｌ。、Ｃ。分别为变压器的漏感、激磁电感以及原边线圈杂散电容，Ｒｄ。为Ｓ通态电阻。图２为ＣＣＭ工作模式下，开关管Ｓ截止、开通、导通、关断时，所对应的等效电路。当Ｓ截止时，二极管Ｄ由于激磁电感Ｌ。续流而正偏导通，把之前存储在Ｌ。中的能量释放到负载端，此时副边线圈电压被筘位等于输出电压、０，经匝比为ｎ的变压器耦合回原边，使电容Ｃ，电压被充电至ｎ．Ｖ。，电压极性为下正上负。当Ｓ开通时，杂散电容Ｃｐ（ｐＦ数最级）通过Ｓ与杂散电感Ｌ“ｎＨ数量级）谐振放电，形成流经Ｓ、Ｖｉ的电流尖峰，『一Ｊ时由于Ｌ。两端电压减小，二极管Ｄ开始承受反偏电压关断，引起反向恢复电流，该电流经变压器耦合到原边侧，也形成流经Ｓ、Ⅵ的电流尖峰。此间ｃ山电容对Ｓ放电，也形成电流尖峰，但是该尖峰与由ｃｐ谐振－１９。
反激变换器功率场效应管开通电流尖峰分析
放电、Ｄ反向恢复形成的电流尖峰不同，它不流经Ⅵ，只在Ｓ内部形成刚路（该电流尖峰不属本文讨论范围，本文只讨论前一种电流尖峰）。ｓ导通时，二极管Ｄ截止，电容ｃｐ两端电压为Ｖｉ，电压极性为上正下负。Ｓ关断时。激磁电感Ｌ。与ＣｄＩ谐振，使Ｃ出电压升至Ｖｉ。此后，二极管Ｄ在激磁电感ＬＩＩｌ续流产生的电压作用Ｆ，正偏开通。
当电路Ｔ作在ＤＣＭ模式时，也町以采用上述等效电路模型分析电流尖峰产生机理（同理也可以分析正激型功率变换器开通时的电流尖峰，只不过此时流过Ｓ和输入电源Ⅵ的电流尖峰的方向与反激时的相反）。此时，在Ｓ截止期间，当Ｌ。续流放电结束后，Ｄ反偏截ｌｆ：，Ｌ。将与Ｃ出、Ｃｐ谐振，导致ｃｐ上的电压降低，从而使开通时产生的电流尖峰减小。也由于二：极管Ｄ已经截止，所以当Ｓ开通时，Ｄ将实现零电流关断，自然也就没有ＣＣＭ模式卜．由于Ｄ反向恢复而在原边侧产生的电流尖峰。
基于上述机理分析叮见，影响流过ｓ和输入电源Ⅵ的电流尖峰的主要因素有杂散分布参数Ｌｏ、Ｇ、二极管Ｄ的反向恢复特性、开关管ｓ驱动信号的上升沿以及电路的工作模式。
２．２电流尖峰抑制措施
根据２．１节分析的机理以及影响因素，易知减小Ｃ。和开关管Ｓ驱动信号的｝：升沿、改善二极管Ｄ反向恢复特性以及电路工作于ＤＣＭ模式可以有效减小电流尖峰。在反激变换器中，变压器为一个关键器件，对变换器的功率密度、效率（开关管损耗、变压器效率）、温度热点以及ＥＭＩ有很人影响【孓７１。以下重点研究分析反激变换器杂散电容ｃ。影响囚素以及减小措施，进而抑制电流尖峰。
对于变压器原边杂散电容Ｃ口，可由电场能量法近似求得，为
了１ｑ１２＝吉￡ｍＥ２ｄｖ一１…ｃｏｆ血２（ｘ）ｄｘ（１）
其中，ｃｏ＝以ｈ／ｄ，为线圈相邻层间的等效电容，８为层间绝缘材料介电常数，厶为线圈匝长，ｄ为线圈相邻层的间距，ｈ为线圈层的长度，Ｅ为绕组问的电场强度，缸０）为相邻层间沿线圈层长度方向的电压分布。由式（１）可知，原边杂散电容Ｃ口的大小跟线圈相邻层间电压分布情况有关，而电压分布跟线圈的绕制结构有关。图３给出一个３层原边线圈的３种不同绕法及其电压分布。
图３线圈不同绕法时的层间电压分布
由式（１）可得，３种不同绕法下杂散电容Ｃｐ分别为０．２９６Ｃｏ，０．２２２Ｃｏ，Ｏ．１３２Ｃｏ，即线圈采用图３（ａ）绕法时，杂散电容Ｃｐ最大，图３０，）绕法次之，图３（ｃ）绕法则最小。因此如果采用图３（ｃ）绕法则电流尖峰将比较小。
为验证上述分析，设计了一台反激变换器样机，其参数如下：输入２５０ＶＤＣ，输出２４ＶＤＣ，输出额定功率１５０Ｗ。图４（ａ）为变压器采用图３（ａ）的绕法，输出－极管采）千ＪＭＢＲ４０２５０Ｔ（ｔｒｒ＜３５ｎｓ）时满载１５０Ｗ的驱动信号岫、功率场效应管电流ｉｄｓ波形以及输出二极管电流ｉｄｏ波形；图４（ｂ）为变压器采用图３ｍ）的绕法，输出二极管采用ＭＢＲ４０２５０Ｔ（ｔｒｒ＜３５ｎｓ）时满载的波形；图４（ｃ）为变压器采用３（ａ）的绕法，输出■极管采用ＢＹＴｌ６Ｐ－４００（ｔ萨７５ｎｓ）时满载的波形；图４（ｄ）和图４（ｅ）分别为变压器采用图３（ａ）的绕法，但输出二极管分别采用ＭＢＩｍ２５０Ｔ和ＢＹＴｌ６Ｐ．４００时轻载７５Ｗ的波形。
由图４（ａ）和图４（ｂ）可知，由于图３（ａ）绕法时ｃｐ大于图３．（ｂ）绕法时的ｃｐ，所以前者时的电流尖峰相比较大：由于输出二极管ＢＹＴｌ６Ｐ－４００反向恢复时间较长，图４（ｃ）的电流尖峰略大于图４（ａ）的电流尖峰：图４（ｄ）和图４（ｅ）工作在轻载，ＵＰＤＣＭ模式下，且变压器线圈结构相同，电流尖峰一样，说明ＤＣＭ模式下输出二极管反向恢复特性不影响电流尖峰。
通过建立包括电路和变压器杂散参数的模型分析了开关管开通瞬间电流尖峰产生机理、影响因素及相应抑制措施，分析和实验?２０?
第十八届全国电源技术年舍论文集
特Ⅲ采¨影响反激变换＃开通瞬间电滤史峰的ｋ嵝幽摩址变压器杂触电容。手¨．次侧＃流，一枉甘们Ｋ向恢复特忭肆＃敬
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㈦２赵占英－共弁英一秦海鸿高颡盘Ⅸ８丹布电存的影响冈奈分析（Ｊ】十目电机Ｉ程学推．２００８，２８（９）：５５枷
【３］毛ｆｆ乍，陈为反撤式变换器的变＆嚣线瑚龋溉攒耗机制分析与新型损耗模犁ＵＪ中陶电机Ｔ稃学报．２００９，２９（３）．２９．３５［４】ＥＤ
［５】ＲＥ一，ｗＭＰＴ【ｃｔｏ．ＪＡｃｈｃＨＲｅｄｕｃｌｉｏｏｃｏｈ５，ＯＧａＴｃ“ｅｔａｌＯｆｐｒｏｘｉｍｉｔｙｌ…ｉｎｃｏｕｐｌｅｄｉｎｄｕｃｅｏ＾［日ＩＥＥ］№ｅｄｌｎ８ｓ－Ｂ．１９９１，１３８（２）：５１，５８Ｈｉ曲ｆｉｘｑｕｃｎｃｙｚ％ｉｍｎｃｅｉｎｆｌｙｂａｃｋｔｙｐｅ嘶ｓｂ皿ｃｒ【ｃ】Ｐ…ｄＩ“ｐ
Ｃｏｔ了ＤｅｒｌｏｓｓｅｓｏｆＩＥＥＥＡＰＥＣ。２０００，Ｎ附ｏ＿口碱ｕｓ＾２∞ｎ７】４■】’（６】ｃＬａｍｕｃｉ，Ｊ．－ＥＫ口ａｄｇｃ，Ｊ?ＰＦ目口帆ｃｔａｌ
Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ２００３３９（３１）：１７４５?１７４８
１７】ＣＲＳｕｌｆｉｖ∞，ＴⅡｃｋＡｂｄａｆｉａｈＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ
ｌ嘧［ｃ】Ｐｒｅｃｅｄｉｎｇｓｏｆ㈣ｆｌｙｋｏｆＦｌｙ＿ｂａｃｋ咖如…蛳ｈｆｏｒ∞ａ】”Ｉ叫“ｐｍｓｍｓ川ＩＥＥＥｔｍｎｓ椭ｅｒｗｉｎｄｉｎｇ…ｌｄｃ呻ｇ１ｗｏｑ…ｓＩｏｍｌｏｎｆｉｅｌｄｅⅡ％ｂ，ｃｏ日¨ｄｏｆＩＥＥＥＡＰＥＣ’２００２，Ａｎａｈｅｉｍ，ＵＳＡ．２００１：１１６－１２２
黄从癌．毋，０７％碰Ｌ，研究方向：屯力电ｆ高籀越技术．
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　但是,反激变换器功率开关电压、电流应力大,漏感引起的功 率开关电压尖峰必须用...有源箝位反激变换器稳态原理分析 有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形,分别... 　然而,由于漏感影 响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位...管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通,造成 系统的震荡.本人仔细分析了一下... 　然而,由于漏感影 响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位...管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通,造成 系统的震荡.本人仔细分析了一下... 　经高频变压器初级为开关功率管的漏极提供驱动电压, D201,C202,R201是变压器缓冲网络吸收回路,用于吸收对变 压器初级的漏电流,次级反馈到初级的尖峰电流进行吸收 或... 　输出功率:50W ? 开关频率:20kHz ? 具有过流、短路...开 关管 V 按照 PWM 方式工作。 变压器有两个...电流连续时反激式变换器的工作原理和基本关系(如图(... 　对反激变换器不同工作模式进行了分析比较,对RCD箝...整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。...使每 个场效应管上施加的电压幅值不超过 Ui, 适合... 　然而,由于漏感影 响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位...放电过程分析,有 根据能量关系有 式中:Ipk/Lk 释能给 C 的电流峰值将式(1... 　(RCC), 一款在低功率离线式应用中完善 的低成本...2. 工作原理分析 自激式反激变换器工作在连续电流...需要很少的能量 去维持输出电压,因此开关管开通的... 　反激式开关电源电路分析_电子/电路_工程科技_专业资料...当接 104 的时候吸收了尖峰所以上电后立即点亮灯泡...控制场效应管 SVD04N60F 导通;同时电流经过变压器...21ic官方微信-->
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反激开关电源漏极尖峰
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本帖最后由 石门之南AC 于
11:42 编辑
反激开关电源264Vac输入电压，开机瞬间漏极尖峰有150V,漏极平台为440V,左右，输出电压为48V,初次级匝数比为2;1，怎么可以使这个尖峰变小，使得环路响应变快还是变慢？变压器已经不可变了
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在变压器初级增加浪涌吸收回路，看是否能降低到你能接收的水平？
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零下 发表于
在变压器初级增加浪涌吸收回路，看是否能降低到你能接收的水平？
怎么加？你说的是漏极的RCD吸收？
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本帖最后由 Siderlee 于
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不是&&是输入的缓启动
一切从假设开始
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同意2楼的说法，吸收回路中的二极管能吸收MOS管的尖峰电压
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降低此尖峰的根本措施是减小变压器漏感。
既然变压器不能动，只有靠变压器初级的RCD吸收。4楼所说软启动，可以一试。
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如果用输入缓启动,不是要增加很大成本?
还有空间也得增大
菜鸟学习中
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maychang 发表于
降低此尖峰的根本措施是减小变压器漏感。
既然变压器不能动，只有靠变压器初级的RCD吸收。4楼所说软启动， ...
开机瞬间的的峰值很大，恐怕RCD难以吸收，电容时慢慢充电的
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xiaolong120 发表于
同意2楼的说法，吸收回路中的二极管能吸收MOS管的尖峰电压
稳态时的尖峰电压可以吸收一步风，但是，开机瞬间的尖峰电压吸收不了，有没有好的方法？
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Siderlee 发表于
不是&&是输入的缓启动
高工，请详细介绍
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本人用了，NTC8D-11，264V开机瞬间,对Vds尖峰没有效果
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maychang 发表于
降低此尖峰的根本措施是减小变压器漏感。
既然变压器不能动，只有靠变压器初级的RCD吸收。4楼所说软启动， ...
是不是调环路也可以，怎么调？是让响应速度变快点，还是变慢点？
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石门之南AC 发表于
本人用了，NTC8D-11，264V开机瞬间,对Vds尖峰没有效果
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好多的芯片在启动的时候都有softstart启动控制端，如果有你可以调节这个时间，要时间长点。
现在的问题是启动的时候尖峰大，正常工作以后尖峰多大？
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好多的芯片在启动的时候都有softstart启动控制端，如果有你可以调节这个时间，要时间长点。
现在的问题是 ...
mos用的是5N60，稳态时vds为560V,开机时为620V
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这个是什么
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石门之南AC 发表于
mos用的是5N60，稳态时vds为560V,开机时为620V
确实有些高啊。。。
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Siderlee 发表于
确实有些高啊。。。
我们用的芯片是sa7527，变压器不能换了，已经焊接到板子上了
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版主不是让你换变压器&&是让你重新优化变压器
你可以测量一下你现在变压器的漏感
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Siderlee 发表于
版主不是让你换变压器&&是让你重新优化变压器
你可以测量一下你现在变压器的漏感 ...
变压器初级电感量为820uH，漏感为80UH
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采用U3842单端反激式开关电源设计
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& UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 电路设计和原理1．1 UC3842工作原理& uc3842中文资料下载 &&&&& UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图l所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0．5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2．5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。1．2 系统原理&&&&& 本文以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 24V输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。&&&&& 主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如图2所示。1．2．1 启动电路&&&&& 如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正态噪声；C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经D1～D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3lOV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了UC3842的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。1．2．2 短路过流、过压、欠压保护电路&&&&& 由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0．3V达到1V(即电流超过1．5A)时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压(在265V以上)，UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV(正常值是3．4V)以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。1．2．3 反馈电路& &&& 反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图2所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升高时，取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2．5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。R7、R8的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即&&& 1．2．4 整流滤波电路&&&&&&输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。&&&&& (1)输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。解决的方案是在电源输入端加电容C5，以滤除此噪声干扰。&&&&& (2)高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用π型滤波的方式。滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。&&&&& (3)采用快速恢复二极管D6、D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短，有利于减少高频噪声。并联整流二极管减小尖峰电压&&&&& 在大功率的整流电路中，次级整流桥电路存在较大杂散电感，输出整流管在换流时，由于电路中存在寄生振荡，整流管会承受较大的尖峰电压，尖峰电压的存在提高了对整流二极管的耐压要求，也将带来额外的电路损耗。整流桥的寄生振荡产生于变压器的漏感(或附加的谐振电感)与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。&&&&& 当副边电压为零时，在全桥整流器中4只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压Vin/K(K为变压器变比)时，整流桥中有两只二极管要关断，两只二极管继续导通。这时候变压器的漏感(或附加的谐振电感)就开始和关断的整流二极管的电容谐振。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压，因此，必须采用有效的缓冲电路，有许多文献对此作了研究，归纳起来有5种方式：RC缓冲电路，RCD缓冲电路，主动箝位缓冲电路，第三个绕组加二极管箝位缓冲电路，原边侧加二极管箝位缓冲电路。在这里提出另一种减小二极管尖峰电压有效的方法：即整流二极管并联，其具体的电路图如图3所示。&&&&& 并且这种方法在大功率全桥移相DC／DC电源变换器的项目中得到了应用，实验波形验证了该方法，实验结果如图4所示，其中图4(a)是整流桥电压波形，可以看出，由于变压器的漏感和二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生的高频振荡，使二极管存在很高的尖峰电压；图4(b)是采用并联整流二极管之后整流桥电压波形，明显尖峰电压减小很多，验证了该方法的有效性。实验结果及分析&&&&&&对设计的电路进行了实验，图5示出了实验波形。图5(a)上波形为UC3842的脚4三角波振荡波形，下波形为UC3842的脚6驱动开关管的PWM波；图5(b)上波形为满载时输出电压直流分量Vdc，下波形为交流纹波Vripp。&&&&&&UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点，在100W以下的开关电源中有很好的应用前景。
作者：未知 点击：11944次
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