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三相逆变器DSP控制技术的研究
浙江大学 硕士学位论文 三相逆变器DSP控制技术的研究 姓名：杨成林 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：徐德鸿
浙江久学硕．１学位论文摘要摘要随着近年来对高质量，高可靠性电源系统的需求发展，不间断电源系统（ＵＰＳＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔ
ｉｂｌｅ ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ）正越来越广泛地被选用．以保护一些对供电敏感的负载如电脑系统、通讯系统、医疗系统等。而逆变器是整个不问断电源系统的核心。必须具有输出高 质量电压波形的能力。高性能数字信号处理器（ＤＳＰ）的飞速发展，也使逆变器的数字控制成为今后的发展潮流。本文主要介绍了基于ＤＳＰ控制三相逆变器系统的总体设计方案，其中包括ＳＰＷＭ控制的数字实现、逆变器输出电压的数字锁相、逆变器与旁路间的切换逻辑及逆变器与上位机的通讯。然后在分析逆变器模型的基础上，殴计了逆变器的输出Ｌｃ滤波器参数。在逆变器控 制策略上采用电压瞬时值内环和平均值外环的职环控制方法。并用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７实现数字 控制。电压瞬时值内环保证输出电压波形的正弦度，平均值外环实现对输出电压幅值的控制。｝Ｈ压内外环匀采＿Ｈ＝Ｉ ＰＩ控制器，文中给出了ＰＩ控制器控制参数比较详细的设计过程。接着介宝ｆ；｛了该三相逆变器系统的硬件实现电路及ＤＳＰ控制软件的流程图。另外还分析了逆变桥上 下管驱动信号上的死区对输出电压波形的影响。最后给出了实验波形。关键词：不间断电源系统逆变器数字控制ＤＳＰ瞬时值控制浙江人学硕Ｉ．学位论文摘簧ＡｂｓｔｒａｃｔＮｏｗａｄａｙｓ，ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｏｆ ｈｉｇｈｆ Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｔｅ ｐｏｗｅｒｑｕａｌｉｔｙ ａｎｄ ｒｅｌｉａｂｌｅ ｐｏｗｅｒ ｓｙｓｔｅｍ，ＵＰＳ’Ｓａｓｓｕｐｐｌｉｅｓ）ａ∞ｗｉｄｅｌｙ ｓｅｌｅｃｔｅｄ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｒｏｌｅｏｔｉｏｎ ｏｆｓ．＇ｎｓｉｔｉｖｅ ｌｏａｄｓ ｓｕｃｈｃｏｒｅＰＣ，ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｍｅｄｉｃａｌ ｅｑｕｉｐｍｅｎｔｓ．Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｔｈｅｔｏ ｈａｖｅ ｈｉｇｈ ｑｕａｌｉｔｙ ｏｕｔｐｕｔｏｆＵＰＳ ａｎｄ ｉｓ ｒｅｑｕｉｒｅｄｗａｖｅｆｏｒｍ，Ｗｉｔｈ ｑｕｉｃｋ ｉｎｃｒｅａｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ），Ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｔｒｏｌｍ ｂｅｃｏｍｉｎｇ ｍｏｒｅ ｐｏｐｕｌａｒ ｉｎ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆＤＳＰ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｗｉｔｃｈ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ｄｉｇｉｔａｌｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌ，ｄｉｇｉｔａｌｏｎＰＬＬ，ｓｗａｐ ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｅｔｗｅｅｎ ｉｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｕｔｉｌｉｔｙ，ａｎｄｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ＭＣＵ。Ｂａｓｅｉｎｖｅｒｔｅｒ ｍｏｄｅｌ，ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｕｔｐｕｔ Ｌ－Ｃ ｆｉｌｔｅｒ ｉｓｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｅｄ．ａｎｄｄｏｕｂｌｅ＊ｌｏｏｐ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ ｗｉｔｈ ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０ ａｍ ｓｅｌｅｃｔｅｄ．Ｔｈｅ ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎｎｅｒ ｌｏｏｐ ｉｓ ｕｓｅｄｔｏｃｏｎｔｒｏｌ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｗａｖｅｆｏｒｍ ｔｏ ｔｒａｃｋａｓｉｎｕｓｏｉｄａｌｗａｖｅｆｏｒｍ．Ａｎｄａｎｄｉｎｎｅｒ ｌｏｏｐｓｔｈｅ ｏｕｔｅｒａｖｅｒａｇｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｌｏｏｐ ｇｕａｒａｎｔｅｅｓ ａｃｃｕｒａｃｙ ｏｆ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ。Ｂｏｔｈｏｕｔｅｒａｄｏｐｔ ＰＩｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ．Ｄｅｔａｉｌ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ ＤＳＰ ｓｏｆｔｗａｒｅｗｅ ａｎａｌｙｓｅ ｔｈｅ ｄｅａｄ ｔｉｍｅ ｅｆｆｅｃｔｓ ｏｆａｌｅｇｉｖｅｎ．Ｉｎ ａｄｄｉｔｉｏｎ， ｔｈｅ ｅｎｄ ｔｈｅＰＷＭ ｃｏｎｔｒｏｌＯｆｆｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔｗａｖｅｆｏｒｍ．Ｉｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｒｅ ｐｒｏｖｉｄｅｄ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ；ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ；ＤＳＰ；ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓｃｅｎｔｒｅｌ塑坚查堂堡：！堂丝堕苎苎二：兰塑堕――第一章绪论１．１背景‘１现代全球化通信技术和高精尖的精密加ｊｌ：Ｔ业的发展而带动起来的信息产业正以前所 未有的速度发展着，所有这一切对当今社会发展，经济和金融活动，甚至对我们每个人的生 活质量都带来了极其深刻的影响。现在已为ＡｑＪ愈来愈认识到的事实是：由于计算机和通信 没备等为代表的非线性负载在运行过程中所产生的“谐波污染”造成当今普通电网的供电质量的黹遍恶化。人量的运行实践说明：电网电压和频率的急剧波动，供电的瞬时和长期中断，在电网上所山现的各种人们无法预料和控制的干扰和高能浪涌都有可能造成计算机的硬件 损坏或导致计算机的计算错误和数据丢失。 为了满足有些部门，如：银行结算中心和证券交易系统中的计算机网络通信系统，电信 和移动电话通信系统，航空管理系统，大规模集成电路生产线及各种自动生产流水线，医用 临床系统，公路和铁道调度和售票系统等对高质量，高可靠电源系统的需求．近年发展起来的ＵＰＳ（Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）不间断电源系统正越来越广泛地被选用。１．２不间断供电系统（ＵＰＳ）概述㈨２所谓不问断供电电源是指电网（市电）输入发生异常或中断时，仍可以继续向负载供电， 并能够保证供电质量，使负载不受影响的电源装置。早期的不间断电源采用柴油（或汽油） 发电机一电动机一发电机组米实现电能变换的。随着可控硅（晶闸管）制造工艺的完善、质 量的提高和价格的降低，便开始出现了用可控硅作为功率变换主要元件的可控硅不间断电源 装簧。但可控硅是一种没有自关断能力的器件，而逆变器是以直流电源为输入能源，因此就 必须给每只可控硅殴计一套由电容和电感等元件组成的换向单元电路，这使得箍个不间断供 电系统很庞大而且笨重。到了舳年代，利用具有可控关断能力的功率晶体管来替换可控硅 米作逆变器的开关器件，这样就省去了换向电路，减小系统体积，提高功率变换的效率，改 善了动态性能，也提高了可靠性。近年来，随着功率半导体器件的迅速发展，各种高频化全 控型器件不断问世．如功率场效应管（ＭＯＳＦＥＴ）、绝缘门极晶体管（ＩＧＢＴ），ＭＯＳ控制的 晶闸管（ＭＣＴ）等。这些新型的全控型功率半导体器件具有开关速度快，控制和驱动方便浙江大学硕士学位论立第一章绪论等一系列优点，利ｊ；ｆｊ它制制作的不间断电源装置具有重量轻、效率高、噪声小、操作控制灵活等一系列优点。图Ｉ―ｌ为ＵＰＳ的系统框图．主要由整流器三个部分组成：整流器（ＡＣ／ＤＣ）、逆变 器（ＤＣ／ＡＣ）、充电器（ＤＣ／ＤＣ）。整流器输出的直流电源向逆变器和充电器供电。逆变器逆变器把直流电源变换成所需的交流电（一般为５０Ｈｚ、６０Ｈｚ）向负载供电。充 电器向储能单元（蓄电池）输送能量，作 为后备能量加以存储，在市电异常或中断 时向逆变器直流侧供电。图１―１ＬＩＰＳ系统框图ＵＰＳ按其运行方式，可以分成以下三种类型：后备式（Ｏｆｆ－ｌｉｎｅ）ＵＰＳ、在线式（Ｏｎ－ｌｉｎｅ）ＵＰＳ、在线互动式（Ｌｉｎｅ．ｉｎｔｅｒａｃｔｉｖｅ）ＵＰＳ。１．２．１后备式ＵＰＳ这种ＵＰＳ在市电正常时，由电网直接向负载供电；而在市电掉电时。由蓄电池经过逆变器向负载供电。这种ＵＰＳ对电网的畸变和干扰没有抑制作用，而且逆变输出一般为方波，供电质量差，因而仅作为一种应急电源使用。后备式ＵＰＳ的结构如图１―２所示。Ｔ圈１－－２后备式ＵＰＳ结构１．２．２在线式ＵＰＳ在线式ＵＰＳ在市电正常时，通过整流器、逆变器向负载供电，同时向电池充电；在市 电超出整流器允许范围，或市电掉电时，由电池向逆变器供电。当逆变器出现故障时通过旁２浙江夫学砸ｊ：学位论文第一章绪论路开关切换到电网，由电网向负载供电。在线式ＵＰＳ的结构图，如图１―３所示。在线式 ＵＰＳ一般以ＰＷＭ方式输出，输出电压ＴＨＤ一般在５％以内。从主电路的结构上可以把在线式ＵＰＳ分为高频链式结构（高频机）和带上频变压器的１：频机。高频机有成本低。重量轻等优点，在小容量场合（１～２０ＫＶＡ）得到广泛应用。而在火型配电系统中，为确保电源 安全可靠，ＵＰＳ的输出必须配备变压器进行隔离。．．．上－ｙ幽１－－３在线式ＵＰＳ结构１．２．３在线互动式ＵＰＳ在线互动式ＵＩ，Ｓ在市电难常时。由电网向负载供电，同时ＵＰＳ对电网进行有源补偿， 保证供电质量；在市电断电的情况下．通过逆变器向负载供电．保证供电的可靠性。在线互动式ＵＰＳ结构如幽ｌ一４所示。．．．．．ＬＴ图１―４在线互动式ＵＰＳ结构在线互动式ＵＰＳ实际上是一种补偿式结构，对于不同容量等级和不同应用场合有不同的补偿结构，常见的补偿方法有并联补偿和串一并联补偿。它的最大优点是具有较好的输入特性，具有很高的输入功率因数和较低的输入谐波电流。但它不是真正的在线式结构，对电网的补偿能力有限ｔ所以它的输出特性一般比在线式ＵＰＳ差．而且抗电网扰动的能力也较苹。浙江大学硕士学位论文第一章绪论１．３逆变器控制策略逆变器的控制目标是提高逆变器输出电压的稳态和动态性能。稳态性能主要是指输出电 压的稳态精度和提高带不平衡负载的能力；动态性能主要是指输出电压的ＴＨＤ（ＴｏｔａｌＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）和负载突变时的动态响应水平。在这些指标中输出电压ＴＨＤ要求比较高，对于三相逆变器，一般要求阻性负载满载时ＴＨＤ小于２％，非线性满载（整流性负载） 的ＴＨＤ小于５％。这些指标与逆变器的控制策略息息相关。逆变器控制技术的发展主要经 历了四个阶段吼Ｉ１．早期逆变桥采用阶梯波形式输出，主要通过功率电路的设计改善输出电压波形， 如通过输出变压器的特殊设计提高输出电压波形的正弦度。２．脉宽调制技术（ＰＷＭ）出现后，通过开环的脉宽调制方法使输出电压波形大幅度 改善，使逆变技术产生了一个飞跃。３．随着控制技术的发展，采用模拟的闭环控制方法和ＰＷＭ技术相结合．使逆变器输出电压质量得到进一步提高。４．近年随着具有高速运算能力的ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）问世，使逆变器控制的全数字化成为现实，许多先进的现代控制理论和方法在逆变器中得到应用， 使逆变器的稳定性和可靠性大幅度提高。 逆变电源的控制技术从总体上可以分为两大类：基于周期的控制、基于瞬时的控制。 基于周期的控制是通过对前一周期或多个周期的输出波形进行处理．利用所得到的结果 对当前的控制进行校正的控制方法。从本质上看。基于周期的控制是通过对误差的周期性补偿，实现稳态的无静差效果。早期的逆变器控制是采用输出电压有效值反馈的方法进行控制，控制框图如图１―５所 示ａ这种方法通过输山电压有效值与给定的ＥＥ／：Ｋ有效值的参考值比较，误差信号经ＰＩ调节 后与吲定的正弦信号相乘的结果作为ＳＰＷＭ的调制信号。这种控制方法仅对输出有效值进 行控制，而ＳＰＷＭ部分为开环状态，无法对输出波形的正弦度进行调节。因而这种方法的 输出波形稳压精度较高，稳定性好，但最大的缺陷在于逆变器的动态响应很差，输出电压的 波形质量无法控制，完全依靠逆变器的自然特性。当负载为非线性负载时，由于逆变器输出阻抗的影响。输出电压波形的ＴＨＤ比较大。４塑！！查堂堡：！堂焦堡兰塑二兰笙堡一一――图１―５有效值反馈控制框图 在数字控制系统中一种典型的基于周期控制方法就是重复控制”蜊㈣”。重复控制的基 本思想来源于控制理论的内模原理，图１－－６为重复控制框图，虚框中为重复控制器（Ｎ为载波数）．ｃ（ｚ）为补偿器。０（ｚ）为控制对象模型。圈１－－６重复控制系统控制框图 在重复信号发生器的作｝Ｈ下，控制器进行着一种逐周期点对应式的积分控制．通过对波 形误差的逐点补偿．稳态时可实现无静差控制效果。与积分环节相类似，重复控制信号发生 器对误差进行累加，只不过重复控制信号发生器以周期为步长，而积分控制是对误差进行连 续时间的累加。在重复控制中，补偿量是记忆的，所以它不像传统ＰＩＤ控制是依靠当前误 差状态进行控制，只要每个周期的扰动出现在固定位置，重复控制就可以通过几个周期的调 整算山合适的补偿量，能够将扰动量完全消除。重复控制对于周期性扰动的负载具有很好的 校正作Ｊ：ｌ；Ｉ，但是对于非周期性扰动校正作用较差，并且在周期扰动出现时，校正过程较长， 动态性能比较羞，这是重复控制的一个重要缺陷。在实际应用中重复控制～般与其它控制策略相结合，以得到较好的输出波形和动态响应。为了提高逆变器输出电压波形的动态响应速度，出现了瞬时值反馈的控制方法。基于瞬 时控制是根据当前误差对输山波形进行有效的实时控制．可以分为单闭环ＰＩＤ控制Ｉ”，单闭环滞环控制【９Ｉ，瞬时值内环控制，电压电流双闭环控制【１０ｉ（１１１【１２Ｉ。无差拍控制【１３ｌ㈣【１５１，滑模控制ｌｌ“等等。ＰＩＤ调节器姓按误差信号的比例，积分和微分进行控制的调节器，是技术成熟、应用晟为ｒ谖钓一种调节器。其结构简单?参数易于调丝５在长期的工业应用中已积累了丰富的经浙江大学硕士学位论文第一章绪论验。在实际应用中，根据实际工作经验在线整定ＰＩＤ各参数，往往可以取得较为满意的控 制效果。逆变器的ＰＩＤ控制框图如图ｌ一７所示。图１－－７ＰＩＤ控制框图框图中Ｇ（ｓ）为被控对象．在逆变器中即为ＳＰＷＭ脉冲发生器、逆变桥及输出Ｌ－－Ｃ滤 波器。ｃ（ｓ）为经典的ＰＩＤ控制器。其传递函数如下：Ｐｃ（ｓ）＝髟Ｐ十等＋髟?ｓ‘）（１＿１）Ｋｐ、墨、蜀分别为比例、积分、微分系数。其中增大Ｋｐ可以加快系统响应时间。减小系统稳态误差，提高控制精度。但也会使系统相对稳定性降低，甚至造成系统不稳定； 积分的作用可以消除或减小控制系统的稳态误差，但积分也有可能使系统的响应变慢，并可 能使系统不稳定。减小积分作用有利于增加系统的稳定性，减小超调量。但系统静态误差的 消除会随之变慢。微分的加入．可以在误差出现或变化瞬间，按偏差变化的趋向进行控制． 起到一个早期修正的作用，有利于增加系统的稳定性，加速系统的动态响应。但微分作用也 可以放大系统的噪声，降低系统抗干扰能力。 滞环控制如图１－－８所示，其中Ｇ（ｓ）为被控对象，ｃ（ｓ）为控制器。输出电压和参考正弦 波电压比较，误差信号经过控制器ｃ（ｓ），其输出与滞环宽度相比较，输出信号绝对值大于滞 环宽度时?改变门极信号，这样就可以使得输出和参考给定在一定的误差范围内。当滞环宽 度越小，输出和参考给定也就越接近，但是系统的开关频率也就越高。滞环控制实现起来比 较简单，无需建立精确的主电路模型，稳定性好，但是也有明显的缺陷：开关频率不固定， 当主电路参数及负载参数变化时，开关频率会随之改变。针对这个缺点，出现了很多恒频的 滞环控制，但是实现起来较复杂。图ｔ一８滞环控制框图６浙江太学硕Ｊｊ学位论文第一章绪论瞬时值内环反馈般环控制框图如图１－－９所示，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波 形的正弦度，从而减小输出电压波形的畸变率。外环采用平均值环控制，以保证波形的幅值与参考值一致。幽ｌ一９瞬时值内环反馈双环控制框图 电压电流般闭环控制摄先刚在直流调速系统中，采用转速，电流双闭环调速系统，转速 调节器对转速的扰动进行调节并使之稳态无误差，其输出的限幅值决定允许的最大电流；电 流调节器实现电流跟随，过电流自动保护和及时抑制电压扰动。这样的系统具有很好的动静 态性能。逆变系统中通过采样输出电感电流（如图ｌ一１０所示，ｃ。（ｓ）、Ｃ《ｓ）分别为外环和内 环控制器）或电容电流羽Ｉ输出电容电压，将外环电压调节器的输出作为内环电流环的给定， 通过调节电流使得输出电压跟踪参考电压值，提高系统的动态响应。在设计上．认为电流内 环速度快于电压外环，在设计电压外环时，可将电流内环看成一个比例环节．这样电压外环 的设计可以大人简化。实践中，由于两个环的互相影响．参数整定比较困难。图１―１０电压电流双闭环控制框图近年随着微机运算处理能力的提高，许多先进的现代控制理论和方法在逆变器中得到应 用，如无差拍控制、滑模控制、模糊控制、神经网络控制等等。１．４逆变器数字控制技术传统的Ｉ粗源都魁采．｝Ｉ；｜模拟控制系统，模拟控制经过多年的发展，已经非常成熟。然而． 模拟控制有着同有的缺点：需要火量的分立元件和电路板，元器件数量很多，制造成本比较浙江大学碳士学位论文第一章绪论高：大量的模拟元器件使其之间的连接相当复杂．从而使系统的故障检测与维修比较困难ａ 模拟器件的老化问题和不可补偿的温漂问题，以及易受环境（如电磁噪声，工作环境温度等）干扰等因素都会影响控制系统的长期稳定性”“。专用模拟控制集成芯片的使用大大简化了控制系统。能方便实现一些电路控制，但是其 控制环路中的反馈控制网络仍需外接大量的电容电阻等模拟器件。除存在以上所述模拟控制 的缺点外，专用芯片的控制不够灵活，要实现复杂、先进的控制算法很困难。 随着微电子技术的飞速发展，数字处理器的运算速度越来越快，集成度越来越高，功能 更加强大，而成本也随着大规模的生产而下降，数字控制己成为当今电源发展的方向。１．４．１数字控制的特点数字控制电源与传统模拟控制相比，有如下特点：１．数字控制可以简化硬件电路，解决模拟控制元器件老化和温漂带来的问题，抗干扰能力也大大的增强。２易实现先进控制．改善电源系统的控制效果。３．通用性强，可以在几乎不改变硬件的情况下，通过修改软件来实现不同的控制算法 或提高系统的性能，易于实现大规模产品生产。４．采用数字控制可以更好地与信息化接轨，使电源系统的操作使用界面更加人性化， 可以给朋户提供更完整的操作和历史数据．还能实现故障自诊断等功能。另外，可 以通过通讯口，把电源系统接入ＰＣ机，实现远程监控等功能。在数字控制系统中要注意以下，Ｌ个问题‘”】：ＡＤ转换的精度和速度，采样频率的选取、 ＰＷＭ载波频率，计算精度，控制算法的延时等。 ＡＤ转换器不可避免存在量化误差．而这种量化误差对系统来说是一个不利影响。选择 高精度的ＡＤ无疑能提高系统的控制精度，但是也同时增加了系统的成本。 根据采样定理－信号的采样频率至少为被控电路系统带宽的两倍，才不会出现混叠效应。 提高采样频率能提高控制系统的实时性，但是这通常受到ＡＤ采样芯片的速度及微处理器速度的限制。ＰｗＭ信号频率与功率开关的性能、开关损耗、微处理器的运算能力等息息相关。ＰｗＭ 信号频率越高，开关损耗越大．留给微处理器的运算时间越少。所以在系统设计时要认真考虑所选用的ＰＷＭ频率。浙江大学硕士学位论文第一章绪论在运算过程中，数据最初来自ＡＤ转换器，ＡＤ转换器的位数即采样的分辨率首先影响 后面计算所能得到的最大精度。－２）ｂ，在数据处理及计算中，不可避免地存在需要对数据进 行截尾等处理，这也会影响最后的控制精度。字长效应及计算精度也是影响系统控制精度指标一个重要因素。 在数字系统中不可避免地存在采样和计算延时问题。这些延时对系统影响很大，不但影响系统的控制精度和实时性，还可能造成系统不稳定。这将在后面具体分析。由于采样和计 算所引起的数字延时，会使系统的带宽变窄．动态响应速度变慢【１３１。为了解决数字延时问题，一些设计者提出了带观测器的控制方法如无 差拍控制（Ｄｅａｄ．ｂｅａｄ ｃｏｎｔｒ０１）。这些方法虽然在 一定程度上解决了数字延时问题．但观测器的建接口电站ＪＬ＿一眦或Ｉｏ口Ｌ一．１＾‘１１外围电路广Ｐ徽处 理器 （Ｍｃ【Ｊ）立需要有比较精确的被控对象模型，而且计算量也比较大，这在一些运算速度要求比较高的场台下无法实现。另外，由于被控对象模型的不确定性（如负载变化等），使这些控制方法在系统稳㈣拇磷功率 电路图１―１ｌ数字控制系统的一般框图定性与负载适应性等方面存在一些问题。 数字控制系统的一般框图。如图１―１１所示。在设计数字控制系统中，应根据系统的性 能指标选择台适的微处理器和ＡＤ转换器及其外围设备，以达到性价比最高。１．４．２数字信号处理器（ＤＳＰ）的结构及内部资源（ＴＭＳ３２０ＬＦ２０００）ＩＴＳｌｌ伸１目前．随着计算机和信息产业的飞速发展，信号处理学科不但在理论上，而且在方法上 都获得了迅速发展。特别是信号处理器（ＤＳＰＤｉｇｉｔａｌ ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）的诞生与快速发展，使各种数字信号处理算法得以实时实现，为数字信号处理的研究和应用打开了新局面。由于 ＤＳＰ具有丰富的硬件资源、改进的并行结构、高速数据处理能力和强大的指令系统，已经 成为世界半导体产业中紧随微处理器与微控制器之后的又一个热点，在通信、航空、航天、 雷达、工业控制。网络及家用电器等各个领域得到了广泛的应用。ＤＳＰ具有下列主要结构特点：１．采用改进型哈佛结构，具有独立的程序总线和数据总线，可同时访问指令和数据空 问，允许数据在程序存储器和数据存储器之间进行传输。２．高度的操作“，『＝行性”，在一个指令周期内可以完成多重操作，一般能够完成一次乘９浙江人学硕Ｌ学位论文第一章绪论法和一次加法。３． ４． ５．支持流水处理。ＴＩ公司的ＴＭＳ３２０系列支持四级流水线，如图１―１２所示。片内含有硬件乘法器和高性能的运算器及累加器。片内集成了ＲＡＭ。ＲＯＭ，ＦＬＡＳＨ及双口ＲＡＭ等存储空间，并通过不同的片内总线访问这些空间，因此不存在总线竞争和速度匹配问题．大大提高了数据读，写文章的速度。６．新型的ＤＳＰ不但具有数据处理能力，而且集成了越来越多的其它部件，如Ａ／Ｄ，比 较器。捕获器，ＰＷＭ，串行口及看门狗等，为将ＤＳＰ应用于智能测控，电机控制， 电力电子技术等领域提供了资源条件。幽Ｉ一１２ＴＩ公司ＴＭＳ３２０系列的四级流水线本课题中采用的控制芯片是ＴＩ公司专｜ｌＪ为电机控肯４设计的ｎ＾Ｓ３２０ＬＦ２４０７Ａ。这款ＤＳＰ 控制芯片有以下特点： ◇采＿【Ｉ；ｌ高性能静态ＣＭＯＳ技术，使供电电压降为３．３Ｖ，减小了控制器的功耗；４０ＭＩＰＳ 的执行速度，提高了控制器的实时控制能力。◇片内有３２Ｋ字的ＦＬＡＳＨ程序存储器和１．５Ｋ字的数据，程序ＲＡＭ，５４４字双口ＲＡＭ（ＤＡＳＲＡＭ）乖１ ２Ｋ字的单口ＲＡＭ（ＳＡＲＡＭ）。◇两个事件管理模块ＥＶＡ和ＥＶＢ．每个事件管理模块包括两个１６位通用定时器；８个１６位的脉宽调制（ＰＷＭ）通道。可编程的ＰＷＭ死区控制。 ◇看门狗定时模块（ＷＤＴ）。◇１０位Ａ／Ｄ转换器，最小转换时间为５００ｎＳ。可以以两个８通道的双排序方式采样， 或一个１６通道排序方式采样。◇～个控制局域网络（ＣＡＮ）２．０Ｂ模块。◇ ◇串行通信接口（ＳＣＩ）。１６位的串行外设接口模块（ＳＰＩ）。◇４０个可单独编程或复用的通用输入，输出引脚（ＧＰＩＯ）。１０浙江大学顾１±：学位论文第一章绪论１．５本文选题意义与研究内容本课题所要研究的ＤＳＰ控制三相逆变系统主要用在中等功率等级（１０ＫＶＡ一３０ＫＶＡ）ＵＰＳ的逆变输出级。考虑ＵＰＳ的特殊情况，该三相逆变系统输出电压要与电网电压实现同 步跟踪．以满足ＵＰＳ供电由逆变器与电网之间进行切换的要求。另外还要实现ＵＰＳ的各种 复杂的逻辑关系。逆变器的主要技术指标列在表１―１中。 表１一ｌ三相逆变系统的主要技术指标项目参数士３８０ＶＤＣ项目失真（线性负载）１２％参数输入直流电压 寅流电压波动范围额定容量±５％１０Ｋ、，Ａ失真（非线性负载） 电压稳定度（静态） 电压稳定度（动态） １００％不平衡负载静态电压偏差 输出频率§％士１％ 士４％ 士２％功率 额定输山电压相电压设置８ＫＷ３８０Ｖ／２２０Ｖ ２００一２４０Ｖ 三３；ｌ５０ＨＺ／６０ＨＺ（自适应）峰值因素稳定度士Ｏ．０５％（非同步）士５％（士２％，４－１０％）庙波形正弦波频率同步窗口 板控制 １００％不平衡负载相位偏差平衡负载相位偏差１２００士１。１２０吐２。ＩＯＯＶｄｌ２５Ｖｄｌ５０％维持时间３００５１１０Ｓ／ｌＳ 过载能力短路电流（０，５ｓ）：２００％本文的主要内容包括以卜儿个方面：第一章介绍ＵＰＳ的概况，逆变器控制的常用控制策略及采用数字控制的特点，井介绍了数字信号处理器ＤＳＰ的特点。第二章根据本课题具体项目，介绍三相逆变系统的结构。与ｕＰＳ相关的同步及切换逻 辑，并探讨如何Ｊ＝｜Ｉ ＤＳＰ实现ＳＰＷＭ调制及实现数字锁相。 第三章分析逆变器的建模，并根据具体电路，设计电压内外环的控制参数。 第四章介绍一些硬件电路的实现与ＤＳＰ软件编程，并给出逆变器的实验波形。第五章是对本文的总结和展望。浙习人学坝ｌ‘学位论文第一二章三相逆变器系统设汁第二章三相逆变器系统设计２．１三相逆变器系统结构三相逆变系统的结构框Ｉ璺Ｉ如图２－１所示．主要包括三相逆变器、输出滤波器、ＤＳＰ控制 板（包括ＲＳ４８５和ＣＡＮ接ＶＩ）、信号调理电路、双向可控硅组成的旁路切换开关。ＳＷＭＢ 为维修旁路开关。ＴＬｌ为逆变输出接触器，ＳＷＳ为输出开关．ＦＢＹ为旁路供电开关。三相 逆变器采用三相半桥拓扑。ＤＳＰ控制板中的ＲＳ４８５接口是与上位机（ＭＣＵ系统）进行通讯 所用，上位机主要负责键盘操作，显示及与微机（ＰＣ机）通讯。ＣＡＮ（现场控制总线）接 口主要是为以后ＵＰＳ并机所留。信号调理电路主要是对反馈信号进行调理，以便于ＤＳＰ对 信号进行ＡＤ采样。双向可控硅组成的旁路切换开关使ＵＰＳ可以由旁路供电切换到逆变输 出供电或由逆变输山供电切换到旁路供电。把该三相逆变系统框图简化后如图２－２所示，可以看山加上蓄电池的充电电路，就是一个完整的ＵＰＳ系统。一一●袖山 滤波一≮熙’“啪制簧ｑⅡ＾■ｎ■■女ｍ■蛐＆■Ⅲ■曼。……Ｉ黜．燃●■■＾ｔ“ｎ图２－ｌ三相逆变系统框图浙江人学硕Ｉ：学位论文第二章三相逆变器系统设计…维修＂＊ 旁龉输入开关Ｈ侧输ｓｗＭＢ……／～，苴甜【输入开关￥ＷＩＮ…’’’田静奄开关ｌ―Ｉｌ！ Ｉ柏出接触嚣…／…ｒ１ Ｅ＿到．／．幽２－２三相逆变系统简图一／三相逆变系统中的前级（ＡＣ／ＤＣ）是采用三相双开关三电平ＰＦＣ（功率因数校正），如 图２．３所示，三相ＰＦＣ输山的直流侧电压为±３７０Ｖ左右。由于ＡＣ／ＤＣ部分不是本课题研究 的重点，在这里只对三相双开关三电平ＰＦＣ电路做一个简单的介绍。该三相ＰＦＣ电路可以 看成是上Ｆ两个ＢＯＯＳＴ电路串联在一起，这两个ＢＯＯＳＴ电路的ＢＯＯＳＴ开关和续流二极管分别是ｓ１．Ｄ。ｌ和ｓ２，Ｄ。２。电路［作在ＣＣＭ（电流连续方式）时，通过开关ｓｌ和ｓ２分别控制止向电压最人相和负向电压最人相的电流来实现功率因数校正。当开关ｓ１合上时 正向电压相对应的电感电流近似线性上升；ｓｌ断开时，Ｄ。ｌ续流，在输出直流电压ＶＤＣ＋ 和相电压的作用下．电感承受反相电压，电感电流下降。同样ｓ２和Ｄ。２控制反向电压相对应的电感电流。‘Ｄｌｊ ‘Ｄ２ｊ￥委ｉ２．１．１逆变器主电路【Ｄ４ｊ 印５ｊ∞蝌№。’ ：。墒鬻ｈ＿ＶｎＣ＿．Ｉ’一｜生｜２－３三相ＰＦＣ主电路三相逆变器采Ｊ｛＝；｜三相四线式逆变拓扑．主要由直流侧、逆变桥及输出Ｌ．Ｃ滤波器组成， 如图２－４所示。在这种电路中直流母线（电池）中点作为输出的零线，输出为三相四线制， 这种三相四线式结构可以很好地与前级三相双开关三电平ＰＦＣ电路结合起来。由于三相四线式电路的每一相都是独立的，相互之间不存在耦台关系，因而可以把三相逆变器看成是三 个输出电压相位互差１２０。的单相半桥逆变器组合在一起。由于三相之间没有耦合关系，因而控制相对比较简单，单相逆变器的控制方法可以直接用在这里。一般采用单电压环或电压浙江人学硕Ｊｊ学位沧文第二章三相逆变器系统殴计电流双环的控制方法。圈２．４三相四线式逆变器主电路拓扑２．１．２逆变器同步及与电网切换逻辑‘２０１１２１Ｊ不间断电源（ＵＰＳ）常见的旁路切换框图如图２．５所示。ＵＰＳ中设置旁路切换电路的目的主要是：（Ｉ）提高应急能力。当逆变器因故障失效时，只要旁路电源（市电或备用独立电源） 尚处于正常状态，ＵＰＳ即可通过切换电路迅速由逆变状态转换成旁路电源供电状态，从而 提高ＵＰＳ电源系统供电的可靠性。 （２）提高ＵＰＳ的过载能力。由ＵＰＳ供电的大多数负载在起动时会有浪涌电流，在工 作中会出现短时严重过载。若在选择容量时使逆变器具有承受上述电流的能力。这无论在经 济上是不妥当的。有了旁路切换电路，逆变器便可以只承担正常负载电流（保持适度的过载能力），而浪涌电流由旁路电源提供。维护接触器图２－５旁路切换结构图ＵＰＳ的旁路切换有两种情况：顺切换（由逆变器向旁路电源切换）和逆切换（由旁路 电源向逆变器切换）。顺切换时。要检测旁路电压和频率是否在要求范围内，逆变输出电压 与旁路电源电压间相位是否锁定在允许的范围．只有满足这些条件才允许切换。逆切换时。要检测旁路电源与逆变输出是否“三同”，即同频，同相，同压。幽２－６是开关切换的等效电路，其中Ｖ１。ｖ２分别表示旁路电源和逆变输出电源，Ｋ１，Ｋ２表示切换开关－Ｒ表示负载。ｒｌ，ｒ２分别为电网和逆变器的内阻。无论是顺切换还是逆１４浙江大学颀上学位论文第二章三相逆变器系统设计切换，由丁开关ＫＩ，Ｋ２不是理想的，所以很难实现一个开关刚断开。另一个开关刚好合上。 如果一个开关已经断开，而另外一个还未合上，则会造成供电的瞬时中断。如果中断时间为负载所容许，则问题不人，如果中断时间过Ｋ，就失去了不间断供电的意义。此外，如果一个开关已经合上，而男外一个开关还未断开，就会出现旁路电源和逆变输出同时向负载供电的情况。这时，如果旁路电源和逆变输出不是同频．同相，同压，造成两者之间有瞬态压差，使它们之间存在环流。如果瞬态压差过大（如高于２５Ｖ），则可能因环流过大而引发事故，造成ＵＰＳ Ｔ作火效。这对本身要求高可靠性的ＵＰＳ来说是不允许的。图２－６旁路与逆变输出切换的等效电路在线式ＵＰＳ中，旁路电源与逆变输出之间进行顺切换和逆切换时为避免出现环流，就 要通过锁相环米实现逆变器输出电压与旁路电压同步，使逆变输出的电压的频率和相位时刻 跟踪旁路电压的频率和相位。在旁路和逆变器同时供电时．两者如果频率和幅值相同而相位１；同：旁路电压：Ｖ１＝屹－ｓｉｎ（ｏｕｔ） Ｖ２＝％－ｓｉｎ（ｃｏｔ＋口）式２―１逆变电压：式２―２两者电眶箍：△矿＝Ｚ．－ｓｉｎ（＆玎）一％｜ｓｉｎ（＆玎＋目）＝一２吃?ｓｉｎ（詈）?ｃ。ｓ（删＋黑）式２．３蛳差的贼Ｍ。＝：％卜刮上面各式中，圪为电压幅值，口为两者相位差。式２．４根据式２－４，圈２－７给出了旁路电源和逆变输出同压（３１１Ｖ峰值）下，相位差引起的最 大瞬态压差一相位差引起的瞬态压差往往比电压峰值差引起的瞬态压差更为致命。浙江人学碗．Ｉ二学位论立第二章三相递变器系统设计噼奄电ＪＫｆ―＿一――――＿Ｘ≮一１…：二＿一Ｉ＿－＾Ｊ Ｊ二一ｒ／～１，＿’／，ｒｒ――ＩＬ：二＼―――――＿，℃、、乒左 二７――幽２．７相位差引起的晟大瞬态压差 ＵＰＳ逆切换和顺切换的流程图分别如图２－８和圈２－９所示（ＳＷｌＮ、ＦＢＹ、ＳＷＭＢ参见 幽２－２。在逆切换中，为了使逆变器输山Ｉ乜压与旁路电压的瞬态压差尽可能小。在逆变器软启动过程中，除了输出电压的频率币ｌ相位跟踪旁路电压的频率和相位外，还要求输出电压有 效值跟踪旁路电压的有效值。在逆切换前，如果检测到逆变输出电压与旁路电压没有“三同” （同频，同相．同压），｜ｌｌＩＩ旁路可控硅立刻关断．逆变器的输出接触器吸合。由于输出接触 器吸合时，有几十毫秒的延时。所以供电有一个短暂中断。而在逆变输出电压与旁路电压“三 同”的情况Ｆ，则允许逆变器与旁路有短暂的交叠时间。在顺切换时，同样需要检测逆变输出电压与旁路电压是否同频同相。在同频同相的情况下，封锁逆变器输出，并触通旁路可控 硅。否则．封锁逆变器输出斤，经过Ｏ．５ｓ的延时才触通旁路可控硅。逆变器失效情况包括：输“ｊ短路、散热器温度过高、直流母线过欠压、输出过久压、ＩＧＢＴ模块失效等。图２－８逆切换流程图１６图２－９顺切换流程图浙江人学硕十学位论文第二章三相逆变器系统设计图２，ｌｏ给山的是在逆变器与旁路“三同”的情况一Ｆ，ＵＰＳ逆切换的输出电压实验波形。 从图中可咀看山，旁路正常切换到逆变器供电时，由于交叠时间的存在，可以实现ＵＰＳ的“零时间”切换。？¨．。ｌ？ＪＪ一≮ 卜 爨：－≠Ｘｆ、＋虽度：Ｉ璺ｌ ２―１０“三同”时ＵＰＳ逆切换输出电压波形２．２三相逆变系统的数字化在该三相逆变系统中，所有的控制都是由一块ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７来完成。根据１．４．２节介 绍的ＤＳＰ片内资源并结合该三相逆变系统，图２－Ｉ １中给出了ＤＳＰ片内资源在该三相逆变系 统中的作用。ＤＳＰ有两个独立的事件管理模块．在该系统中，用事件管理模块Ａ来实现三 相逆变器所需的六路ＰＷＭ控制：事件管理模块Ｂ用它的信号捕获功能来捕获逆变输出所 需的同步信号；局域网络（ＣＡＮ）留作以后的并机通讯接口；串行通讯接口（ＳＣＩ）用来与 上位机进行通讯；可编程的Ｉ／Ｏ口用来作状态的输入，输出口；程序存储在片内的ＦＬＡＳＨ中， 用片内的ＲＡＭ作程序变量存储器；利用ＤＳＰ集成的ＡＤＣ（模数转换，１６通道。１０位）来 作信号采样；用片内的ＷＡＴＣＨＤＯＧ（看门狗）来实现程序自复位。 从幽２－ＩＩ及上文中可以看山ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７作为一款专为电机控制设计的ＤＳＰ几乎集 成了数字控制系统所需的所有外围接口电路，这使得硬件电路设计简化了许多。１７浙江大学＿颤一｛＋学位论文第二章三相逆变器系统设计幽２－１１ＤＳＰ片内资源在该三相逆变系统中的作用２．２．１ＤＳＰ中ＳＰＷＭ的实现在模拟电路中，ＳＰＷＭ的实现如图２．１２所示。在ＳＰＷＭ电路中把振荡器产生的高频载 波（三角波或锯齿波）和调制波（正弦波）分别送入比较器的同向端和反向端。经比较器输出的波形即为ＳＰＷＭ波。坍㈣删㈦『幽２一１２模拟电路中ＳＰＷＭ的实现 在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７中，六路ＳＰＷＭ的产生是通过事件管理模块（ＥＶＭ）的全比较来实 现。全比较的框图如图２－１３所示。全比较主要包括硬件比较器、定时器、全比较寄存器ｃＭＰｌ、 全比较寄存器ＣＭＰ２、全比较寄存器ＣＭＰ３。把定时器的计数模式设置成连续增，减计数模式和连续增计数模式来模拟三角载波。载波的频率（开关频率）由定时器的定时周期和计数模式决定，具体的式二产如ｌ？：８浙江大学硕士学位论文第二章三相逆变器系统设计，１／ｓ２而万其中，ｎ为周期寄存器的时间常数。ｔ为计时器时基周期。连ｋ ｏ时式模数计减，增续 在式２－５取２，而在连续增计数模式时取Ｉ。在连续增／减计数模式下．计数器的值从…０’开始计数，到达周期值时再往下计数。在这期间，三个全比较寄存器的值与计数器的值进行比较，在第一次相同时（增计数），对应的ＰＷＭ输出脚（ＰＷＭｌ，２、ＰＷＭ３，４、ＰＷＭ５，６）的输出极性发生变化；第二次相同时（减计数），对应的ＰＷＭ输出脚（ＰＷＭｌ，２、ＰＷＭ３。４、ＰＷＭ５，６）的输出极性再次发生变化。这 样就实现了ＰＷＭ输出。ＤＳＰ的这些比较．全部由硬件实现，所以只要每个开关周期更新全 比较寄存器的值，就可以实现ＰＷＭ控制。图２．１４中给出了采用ＤＳＰ的全比较功能产生六路ＰＷ＇Ｍ的示意图。叵｝ｌ兰竺竺！：｝＿一叵至丑一 叵至丑一图２－１３垒比较ＤＳＰ中全比较功能框图：∽ ＼；；；／１；－１：ｉ－－ＩＮＩＩ ＩＩｒ＼： ； 卜ｌ Ｉ Ｉ ＩⅢ。：；。０卜＿Ｆ １； ｊｄ： －叫ＬＬＩ Ｉ ● Ｉ ｌｌＲ图２―１４ＤＳＰ中ＳＰＷＭ波形的生成９浙江大学硕一ｌ‘学位论文第二章三相逆变器系统殴计２．２．２数字锁相的实现１２２１１２３１１２４Ｉ由于在线式ＵＰＳ需要进行逆变器供电与电网供电之间的切换，为了避免在切换时出现 环流，要求逆变器输出电压与电网电压同步。在ＵＰＳ中同步锁相控制应完成以下功能：在 电网频率满足要求时．逆变器输出电压的频率和相位要跟踪电网电压的频率和相位；电网电 压频率超山精度要求范围或电网掉电时，逆变器输出基准频率（一般为５０Ｈｚ或６０Ｈｚ）：在 锁相跟踪与自同步这两种状态之间转换时，要求逆变器输出电压的频率变化要平稳，以免造成转换过程中逆变器工作频率的剧烈抖动。在模拟电路中锁相环主要由鉴相器、滤波器、压控振荡器及分频器四个部分组成．如图 ２－１５。同步信号和经分频器后的反馈信号输入到鉴相器，鉴相器输出的相位误差信号经过滤 波后作为压控振荡器的输入来改变振荡器的输出频率和相位，从而实现输入与输出的同步。圈２―１５模拟电路中的锁相环实现在数字控制的ＵＰＳ中，逆变器输出相位滞后和超前两种情况下。数字锁相实现的示意 图分别如图２－１６、图２－１７所示。在逆变器输出相位滞后时．在第ｎ一１个周期检测到逆变输 出滞后相位为Ｔｄ（时间）时，则改变第ｎ个周期逆变器输出的周期，使其由原来的Ｔ变为 Ｔ－－Ｔｄ，这样在第ｎ＋１个周期时，逆变器输出的相位便赶上了电网的相位，此时逆变器输 山周期跟踪电网频率，这样就实现了同步。在逆变器输出相位超前时，检测到相位超前量 Ｔａ后，在Ｆ个周期改变逆变输山频率．使其由原来的Ｔ变为Ｔ＋Ｔａ，以实现同步。ｎ－１ Ｌｉｎｅ ｐｈａｓｅＩｎｖｅｒｔｅｒ ｏｕｔ１Ｃａｐｔｕｒｅｌ■广 ］广］ ―］ｒ］ ／／１二 ∥ｌ一ｎＩｎ十１］；＿“／／ 旷 ７ｐ／图２－１６逆变器输出相位滞后时，数字锁相实现示意图。浙江大学硕Ｊ．学位论文第二章三相逆变器系统设计ｍ…ｅＬｉｎ一‰。广１ｈ ｊ广１｛广１二广 ｊ卜］：；ｈ：卜■Ｕ 。／弋’ ］，：Ｉ ］，ｒ『 ’∥ ｌ’／乍图２－１７逆变器输出相位超前时，数字锁相实现示意圈。幽２－１８ＤＳＰ中电网频率和相位差的获得在ＤＳＰ中，电网频率和相位差的获得主要是通过其捕获单元来实现的，如图２．１８所示。 电网电压经过过零检测电路变成方波信号．ＤＳＰ的捕获单元在电网同步信号的每个上升沿 到来时，把定时器的计数值读到存贮器中，然后在软件上把计数器的值重新归零，为下一周 期计数做准备。这样捕获到的计数器的值，就是电网频率的周期。另外在检测到逆变器输出电压过零时，去读取定时器的计数值，这个值就是逆变器与电网之间的电压相位差。如果这个值小于半个周期，则逆变器电压相位滞后。反之，则逆变器电压相位超前。这两种情况可以分别见图２．１６和幽２．１７。在模拟锁相电路中，鉴相器的输出代表了相位与频率两种误差，只有在给定输入与反馈 输入信号频率相等时，鉴相器输出的才仅仅是相位误差。鉴相器的输出量经滤波后对压控振 荡器的控制是将频率与相位一起进行调整的。与模拟锁相相似，数字锁相（ＤＰＬＬ）也必须 对频率和相位分别加以修正，才能达到锁相的目的。在不考虑滤波作用时，对频率的一步修正为：ｚ。，（ｎ）＝Ｌ。（疗一１）式２．６％，表示逆变器参考正弦波的周期，瓦。表示电网电压的周期。式２－６表示用上一周期电网电压的频率（周期）来作该周期逆变器参考正弦波的频率（周期）。２Ｉ浙江人学硕士学位论文第二章三相逆变器系统设计考虑圈２－１９的ＲＣ低通滤波器时，对闰中的低通滤波器用后向差分法可以写出其离散 化的表达式（即数字滤波器表达式）：圈２―１９ＲＣ低通滤波器式２．７ｒ（ｎ）＝Ａ?Ｙ（ｎ－１）＋（１一爿）?Ｘ（ｎ）式中一：滤波参数，Ａ＝『／（气＋ｒ），ｆ＝Ｒ－Ｃ为时间常数，瓦为采样周期。Ｙ（ｎ），Ｙ（ｎ―１）为本次和前次滤波值。 Ｘ（ｎ１为本次采样输入值。在数字锁相中，将瓦（＂）作为滤波器的输入，Ｔ’（疗）作为滤波器的输出?按式２－７可得ｒ’（ｎ）＝Ａ?丁’（”一１）＋（１一Ａ）?ｒｏ（ｎ）式２．８在数字锁相的算式中，仅考虑对频率修正是不够的，因为一旦同步信号的频率发生变化， 必然会产生相位误差。数字锁相中，在调整频率时，也必须调整相位。如果一开始就不修正相位．而仅仅按式２－８修正频率，将ｒ’（疗）作为逆变器参考正弦波的周期，则无法调整相位差。这也属于相位没有锁定。考虑频率和相位同时修正时，数字锁相的计算公式为： ｒ（＂）＝Ｔ’（，Ｏ＋Ｂ－ｐ（ｎ）式中口为相位修正系数．０＜Ｂ＜ｌ。 式２－９根据式２－８和Ｊ式２－９即可得数字锁相的计算公式：Ｔ（ｎ）＝Ａ?Ｔ’（”－１）＋（１一一）?瓦（刀）＋Ｂ?Ｏ（ｎ）式中式２．１０瓦为捕获单元捕获到的电网电压周期。丁’为频率修正后的周期。 ，为频率修正、相位修正后的周期（数字锁相环的输出频率．也就是逆变器参考正弦波的周期） 口为逆变器与电网电压之间的相位差。爿为低通滤波器的滤波参数。２２浙江大学硕士学位论文第二章三相逆变器系统设计曰为相位修正系数。根据式２．１０可以作出数字锁相的状态变量图。如图２－２０所示。圈２－２０数字锁相的状态变量例由此可以画出数字同步锁相控制框图，如图２－２ｌ所示。在电网正常时，如果电网频率 满足精度要求，则同步信号选电网的过零信号为同步信号，否则选自振荡的基准频率信号为 同步信号。同步信号与逆变器输出的过零信号，一方面进行频率修正，另一方面检测出两个 信号的相位差。修止后的频率再与检测出来的相位差进行相位修正，相位修正后的频率作为 逆变器参考正弦波ｉ｝勺发生频率。电朋 电雎逆变 输出电压图２．２１数字同步锁相控制框图在本课题中?Ｒｃ滤波的时间常数取为同步信号周期（电网周期）的７倍，相位补偿系数取为０．２５。数字锁相环的具体参数如表２－１所示。表２－１数字锁相环的参数 离散方程Ａ程序定标后（Ｑ１５）Ｂ ０．２５ Ａ ２８６７２ ｌ―Ａ ４０９５ Ｂ ８１９１ｌ―Ａ０．１２５『０，８７５图２－２２和图２－２３给出的是在相位锁定前与相位锁定后电网电压与逆变电压实验波形。在相位锁定后，电网电压与逆变电压的过零点在１００¨Ｓ之内。浙江大学硕士学位论文第＝章三相逆变器系统设计图２－２２ｔｌ时刻相位未锁定之前电网电压与逆变电压波形圈２―２３ｔ２时刻相位锁定后电网电压与逆变电压波形２．２．３ＤＳＰ与上位机ＭＣＵ的通讯在该数字控制三相逆变系统中的，人机界面主要是由上位机ＭＣＵ来完成的。ＤＳＰ与上 位机之间通过ＲＳ４８５进行通讯，系统的框图如图２．２４所示。ＲＳ４８５通讯协议如Ｆ： 波特率：２４００ｂｐｓ 数据长＝度：８位停止位：ｌ位 奇偶校验：无采用地址位多机通讯模式，这样ＲＳ４８５串行通讯的帧格式如图２－２５所示。浙江人学硕．Ｊｊ学位论文第二章三相逆变器系统殴计图２．２４ＤＳＰ与上位机之间通讯框图图２－２５串行通讯数据帧格式上位机ＭＣＵ的命令字有以下四种：开机命令、关机命令、传送数据及状态命令、参数设定命令。开机命令中除了开机命令字外，还包括逆变输出电压、旁路电压与旁路频率范围。ＤＳＰ 接到开机命令后，把收到的数据（逆变输出电压、旁路电压及旁路频率范围）发回给上位机 确认．上位机核对无误后才发确认信号给ＤＳＰ，ＤＳＰ接到上位机的确认后才进行开机启动操作。ＤＳＰ接收到上位机的关机命令后，直接进行关机操作。 在ＬＩＰＳ工作过程中，上位机不断要求ＤＳＰ传送数据及状态字，以进行显示等。ＤＳＰ上 传的数据包括：三相旁路电压、三相逆变输出电压、旁路频率、逆变输出频率、正负直流母 线电压、三相负载百分比、三相输出电流、散热器温度、电感温度、机内空气温度、ＵＰＳ 工作状态、逆变器：［作状态、逆变器失效故障状态等。 参数设定主要包括：逆变器输出电压、旁路电压及旁路频率范围。参数设定命令与开机命令类似．ＤＳＰ收到的数据也要经上位机进行确认。２．３本章小结本章．介绍三相逆变系统的结构，与ＵＰＳ相关的同步及切换逻辑，并探讨如何用ＤＳＰ 实现逆变器的ＳＰＷＭ控制、逆变器与旁路的数字锁相及ＤＳＰ与上位机的通讯。从而可以看 山ＴＩ公司针对电机控制设计的ＴＭＳ３２０ＬＦ２０００系列ＤＳＰ非常适合于逆变器数字控制。浙江大学硕士学位论文第三章控制器设计第三章控制器设计３．１被控对象模型在第二章２．１．１节所介绍的三相半桥式逆变系统中，由于三相半桥电路的每一相都是独 立的，相互之间不存在耦台关系，因而可以把三相逆变器看成是三个输出电压相位互差１２００ 的单相半桥逆变器组合在一起。所以在分析被控对象模型时，可以以单相半桥式电路来分析。 单相半桥式电路如图３－１所示。图中Ｅｌ、Ｅ２表示正负直流母线电压；ｓｌ、ｓ２为半导体开关 器件；Ｌ为输出Ｌｃ滤波器的滤波电感，ｒ为其等效串联电阻，Ｃ为Ｌｃ滤波器的滤波电容：Ｒ为负载。在逆变电路控制模型中，输入的参考正弦波圪ｓｉｎ（ｃＯｔ）和三角波比较得到的脉冲去控制各功率开关器件。由于开关是不连续状态，分析时我们采用状态空间平均法建立连续的状态 平均模型来分析。状态空间平均法是基于输出频率远小于开关频率的情况下，在一个开关周 期内，用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间平均模型口”。图３－１单相半桥式电路将电感Ｌ用厶代替．电容ｃ用去代替，可以推山输出电压ｕ＠）和ａ，ｂ两点电压Ｋ＠）之间的频域传递函数ＧＯ）为：∞）－鬻２参２研１弼式３－１浙江大学硕：｝学位论＝定第三章控制器设计当忽略滤波电感的麓效串联电阻，时。式３－ｌ可｛三ｌ蕊他失：式３－２Ｇ（ｓ）２面疆１磊 ２＋＝ｓ＋ｌＣＺＪＲ救援瞧ＳＰＷＭ瀵麓嚣尊，ｐ霹疆表舔为Ｍ＝Ｅ（２Ｓ―１）其中，Ｓ为开关函数。当ＳＩ（或ＤＩ）导通时，Ｓ＝Ｉ：式３１３当Ｓ２（或Ｄ２）导遴时，Ｓ＝０：显然＊由于开关溺数Ｓ的存在，式３－３中Ｅ不连续。对式３．３求歼关周期平均，得到：墨＊Ｅｔ（２ｓ―１）式３，４曩一式３．５这里ｑ表示Ｋ的开关周期平均值，砸Ｓ的开 美溺期平均壤； Ｓ＝Ｄ（，）Ｄ（Ｏ为占空院，由翻３－２得爨：。＝扣净其中Ｖ。为参考正弦波信号，式３－６‰为三角载波峰值。把式３－６代入式３－４有参：Ｅ。兰‘％式３．７所以宵：塑垩查兰堡±兰些兰兰Ｅ苎三兰篓型堡垦盐――式３－８ｖ．ｖ卅¨。因此，从调制信号输入至逆变桥输出的传递函数为：‰＝器＝毒部分可以看成是一个比例环节，比例系数即为足。，。联立式３－１。可得到：式３－９从式３－９可以看山，在ＳＰＷＭ中，载波频率（开关频率）远高于输出频率时，逆变桥啪，。丽ｇｏ（ｓ）２锵器２忑石磊１五‘瓦Ｅ７船ｌ。、ＲＲ这就是逆变器输入和输出的传递函数ｑ（Ｊ），根据传递函数的表达式，可以得到其等效方框图如图３－３所示。ｐ薄图３－３单相逆变器主电路等效方框图３．２逆变输出滤波器设计高频ＳＰＷＭ逆变器中，逆变器的输出ＬＣ滤波器主要是用来滤除开关频率及其邻近频带的谐波，女ｎｌ！ｔ ３．４所示。考察一个滤波器性能的优劣首先是看它对谐波的抑制能力，具体 可以从ＴＨＤ值来体现。另外所选择的滤波器还要减少对逆变器的附加电流应力。电流应力 增人，除使器件损耗及线路损耗加大外。另～方面功率元件的容量就要加大．增加了系统的成本。但是，ＴＨＤ要小与滤波器引起的附加电流应力小往往是矛盾的。下面将从分析二阶濒江大学硕士学位论文第三三章控制器设计Ｌｃ滤波器特性着手探讨滤波器设计的方法㈣｜２７ｌ。嘲３－４逆变器输出ＬＣ滤波器作用示意图 在翻３－１中．忽略电感电阻及线路阻抗，滤波器输出电压相对于逆变桥输出电压的传递豳数为：鼢锵。墨ＬＣ。去ＲＣ ＬＣ式３－１１式中％＝去毛阻尼自然振荡角麟％＝÷，ｒ＝面ｆ＝去后…比；这是一个典型的＝阶振荡系统，幅相频率特性为：Ｇｏ∞）２二ｉＦ毫２ ｉ：ｉｊ三；丽１＝爿（∞）Ｐ却旧’镶式，?，ｚ毽蠢（掰）＝其中２ｆ旦 妒（曲＝一黼辔纹Ｉ－（竺）：峨根据式（３―１２），可以求得对数幅频特性为塑望查璺墅主兰丝笙苎三ｅ搿，：２。逗』ｅ国，。之。瑭。ＶｆＩ＿ｉＩｊｏＪ：．ｉ鬲ｊ蔓三童篓§！塑堂生――裁３一１３ｃｏ，，－谯挪《＜１／ｆ的低频段．一（∞）≈ｌ，三（ｍ）。０：谯国＞》ｌ，ｆ的高频段。彳（曲）≈ｌ，ｆ２脚２ｔＬ（ａＯ；．∞ｌｇ磁，。掰激，低簇段海远线是一条零努爨麴采平线，褥巍颧漾透线惫一条瓣率 为．４０ｄＢ的直线。这两条线相交处的畿接频率为出ｌ＝ｌ／ｚ＂－在交接频率附近，幅频特性与渐近线之阀露在一定瓣误莲，蓑毽取决予疆霆毙≤瓣魏，隧愿邃塞垂，粼误差愈丈。当ｆ鹤。７簖时，，氍对数幅频特性上山现峰值。该二：二阶ＬＣ低通滤波器系统的伯德图如图３－５所示。０¨ｌ１二遥：Ｉ―――＿ｊ一＝；；；；一翘爨￡［氍 释一番谅ｄ，一”一毋－Ｉ一～一｛――∑翅 Ｋ－一飞 ～―――Ｊ一二【ｊ斟‘Ｈ州虬｜攀： ｉ：州Ⅲ）一”∞｜啦幽３－５二阶ＬＣ低通滤波器系统的伯德圈（上圈为幅频特性．下图为相频特性） 肤上瓤的分析及蹦３－５中可以蓉搬，影响滤波效暴的参数主簧凝转折角频率‰秘阻尼诧‘?选择ｓＰｗＭ遵燮器鹩输出Ｌｃ滤波器的转折频率ｚ（其中矗＊象）运远低于开关频率五，它对开关频率以及其附近频带的谐波具有明恩的抑制作用。在本课题中，汗关频 率磊＝１６ｋＨｚ，敬ＬＣ滤波嚣鹣转辑频率为开关蒙率熬十分之一，帮：堂塑型兰堑坠！堂垡堕苎一一――――――――――堕篓！！塑堡盐ｚ＝而１?五＝丽１，１６抛：１．６概２石√三． 也就是：ｉ＝了１尹一＝１．６ｋＨｚＣ～式３．１４式３．１５厉，有接近－４０ｄａ的衰减。…．竺圈３钟的Ｌｃ滤波器幅频特性中可以看出，秆转折频率时幅频特性蚋ｏｄＢ下降。 竺以竺∽滤波器的转折频率为开关频率的十分之吒开关频率处的谐波通过Ｌｃ≤：一也较小。黧竺竺眠流过滤波器电感的电流也就是流过功率元件的最大电流：。焉： 竺攀电流谐波越小，则半导体开关所承受的附加蝴力就越，Ｊ、，而且磊赢……当参考给定瞬时值为ｖｍ时，根据式３．５，输出的脉宽ｆ２为：F．＃！：三竺竺过滤波器还与逆变器的附加电流应力有关，这主要是由滤波器的滤波电感上，２２扣净…ｑ黝 ；乜二’ｎ舯乃为耿周期（五２矿１在稳定后的理想系统中，输出电压Ｋ可表 示为：一Ｉ一Ｌ］驴毒馏式３．１７。圈３―６滤波电压两端电压示意图 ’…一在‘时问内流过滤波器电感的脉动电流△ｆ，为卟ＴＡｖ印争‘詈（１十净＝宰扣芦：掣式３，１８从上式可以看出凯＝。时，电流脉动最大。最大电流脉动虬ｍａｘ可以用下式算得浙江人学硕。Ｌ学位论文第三章控制器设汁／ＳＪ，ｍａｘ＝等＝去其中Ｅ为直流母线电压，Ｌ为电感值，正为开关频率。合式３一１９和式３－１５，晟后选取的滤波电感和电容的值如＿Ｆ：滤波电感：Ｌ＝６６０／．ｔＨ式３．１９从式３－１９中可以看出，滤波电感上的晟大谐波电流Ａ／￡ｍａｘ和电感Ｌ的值成反比。结滤波电容：Ｃ＝２２１ｔＦ此时滤波电感的培人电流脉动△‘ｍａｘ为叱。。獗Ｅ＝丽试‰堋（一）ＬＣ滤波器的转折频率为：式３．２０工＝丽１＝１．３２姚由丁．阻尼比ｆ为：式３－２ｌｆ＝去后在滤波器Ｌ和Ｃ确定后，根据上式画出负载Ｒ与阻尼比ｆ的关系，如图３－７所示。～――― ――３－２２Ｉｒ―――＋ｒｋｉ；●Ｄ＿＿＿－‘―――一一――丰＋ｌ１Ｊ＼――一ｕ、――＿．们眦盯％¨毗ｏ０５１０１５ ２０ ２５ ３０ ３５ ４０ ４５ ５０＂６０ ６５ ７０ ７５ ８０ ８５ ９０ ９５１００ＲＩ鳘｝３―７负载与阻尼比的关系浙江人学硕士学位论文第三章控制器设计３．３控制参数设计㈣在数字控制系统中，控制参数的设计有两种常用的途径：一种是先把被控对象进行离散 化，然后再设计数字控制参数：另一种是直接在时域内设计控制参数，荐把设计的控制器离散化。在本文中采用后面一种途径。本课题中所采＿Ｅ｝ｊ的控制方法是电压瞬时值控制。另外为了保证输出波形有效值精度，在瞬时值环外面加了个平均值环米对输山波形的幅值进行调整。这样，内环通过瞬时值控制获得快速的动态性能，保证输出畸变率较低，外环使用输出电压的平均值控制，具有较高的输山精度。通过３．１和３．２。仃对逆变桥和输出ＬＣ滤波器模型的分析，在忽略电感Ｌ和电容ｃ的寄生电阻屙’系统的控带螺蝴图３｛所示阁中ＧＩ（ｓ）为被控对象’其中‰２袁④见式３－９）为逆变桥的增兢，可ｆ上?ｃ?且?ｓ２＋Ｌ?ｊ＋Ｒ）为忽略电感Ｌ、电容ｃ的寄生电阻后的Ｌｃ滤波器传递豳数。Ｈ１（ｓ）和Ｈ２（ｓ）分别为内环和外环的ＰＩ（比例积分）控制器。输出电 压经摧流滤波后得到直流量与给定参考信号的有效值进行比较，得到的误差信号经外环调节 器后的输出作为内环参考正弦波的幅值。这个幅值乘以单位正弦波后作为内环给定信号。内 环给定信号与输出电压瞬时值比较，得到的误差信号经ｌ｜！｜环ＰＩ调节器运算，得到内环的控 制信号。最后这个控制信号被送入ＰＷＭ发生器，与三角载波调制比较后产生的ＰＷＭ信号 经驱动电路后对逆变桥的半导体开关进行控制。图３－８逆变系统控制框图３．３．１瞬时值内环参数设计从豳３－８中可以看山，内环被控系统的开环传递函数为（反馈系数Ｋｌ取１）：浙江火学硕上学位论文Ｇ加Ｊ＝丽‰工＝丽１ｚ第三章控制器设计式３．２３从上式可以看出。被控系统是个二阶系统。滤波器的转折频率为： 式３＿２４内环采用的是Ｐｌ控制器，在设计Ｐｌ控制器的参数时，把Ｐ１控带４器的零点设置在滤波器的 转折频率处，这样就有：２ｊ瓦Ｋｈ＝ｚ＝１３２０胁式３―２５Ｊ匕和Ｋ，分别为ＰＩ调节器的比例和积分系数，如图３－８所示， 接下来要确定的是补偿厉的穿越频率正。在图３－９中画出了补偿前后幅频特性的示意图。其中曲线１为补偿前被控系统的幅频特性，曲线２为ＰＩ控制器的幅频特性．曲线３为补偿 后的幅频特性。从曲线３中可以看到，补偿后的幅频特性在低频段以－－２０ｄＢ／ｄｅｃ下降，过了滤波器的转折频率Ｚ后以一４０ｄＢｆｄｅｃ下降，保证了对高频段的衰减。图３－９补偿前后幅频特性示意图在确定穿越频率正时．如果穿越频率选得比较低，则在低频段的增益比较小，会影响系统的快速跟随性能ｌ如果穿越频率比较靠近滤波器的转折频率。则在低频段可以得到比较 火的增益，改善系统的快速跟随性能。但另一方面从图３―５中可以看到，如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，在阻尼比ｆ小（逆变器空载或轻载）的情况下，转折频率及其邻近频率的增益有可能大于１，同时如果穿越频率靠近滤波器的转折频率，也会使补偿后的相角裕度 变小。从上面分析可以得到下面结论：穿越频率往低频靠，可以提高系统的稳定性，但会使 快速跟随性能变差；如果穿越频率往滤波器转折频率移，可以改善系统的快速跟随性能．但３４浙江人学硕Ｉ．学位论殳第三章拧制；｛｝｝醴计会使系统不稳定‘２…。所以在确定穿越频率时，应在系统稳定性与系统动态响应中得到一个比较折衷的选择。在本课题中选穿越频率为转折频率的十分之一，所以有：补偿后的内环传递晒数为：印，＝堑Ｓ些?瓦‰１正２寺’ｚ＝１３２Ｈｚ式３．２６Ｌ?Ｌ?代?ｊ’＋．?Ｐ＋ Ｒ式３―２７由丁在穿越频率处，开环增髓为１，再结合式３－２５有式３．２８式中Ｒ。１５１＂），Ｌ＝６６０ ＪａＨ，Ｃ＝２２ｐ．Ｆ，Ｋｐ，。，．＝Ｅ＝３８０（在设计时把三角载波的幅值当成１）。由式３?２８可以解得内环ＰＩ控制器的参数：‘＝２．６３×１０“．Ｋ。＝２．１８。所设计的内环ＰＩ控制器如Ｆ：２．６３ｘｌｏ。１ ｓ＋２ｉ１８ＪＨＩｒＪｊ＝式３．２９嚣 兰１０搜茗：２篡：：＝：：：：：：幽３＿１０系统补偿前后的伯德图（一ｌ二圈为幅频特性，。Ｆ图为相频特性） 根据上面设计的内环ＰＩ控制器－可以画出系统补偿前后的伯德图，如图３．１０所示。上 图中，曲线ｌ为补偿前被控系统的幅频特性；曲线２为ＰＩ控制器的幅频特性；曲线３为补３５塑垩查堂堡生堂丝堡兰塑兰兰塑型堡堡盐――――偿后的幅频特性。卜图中，曲线ｌ为补偿前被控系统的相频特性；曲线２为ＰＩ控制器的相 频特性：曲线３为补偿后的相频特性。从相频特性图的曲线３中可以读出补偿后内环开环的 相角裕度为９３．６０。 瞬时值内环加入ＰＩ控制器后的｜＝ｊＪ环传递函数为：Ｇ，ｒＪ）：些型：鱼（丛“’。＋Ⅳｊ‘５’’Ｇ。Ｋ‘；＝。．Ｒ．％．Ｊ＋Ｋ，。．胄．Ｋ。 Ⅲｍ‘Ｒ。％‘Ｊ＋ｐｍ‘胄’ＩＩＬ?Ｃ?Ｒ?ｓｉ七Ｌ?ｓ＾七《Ｒ七Ｋｍ。?Ｒ?Ｋｐ）?ｓ七Ｋｍ。?Ｒ?Ｋｈ由此，可以湎出补偿后内环闭环传递函数的伯德图，如图３．１ｌ所示。ｌ，――式３－３。‘一一～：：：： ：！Ｅ§一 ：Ｔ ｍ岳度Ｊ ‘（＇：：一――Ｊ――：：：： ～一＿！§－?［―Ｔ―― ｒＩｌ＿干：： 什Ｊ― ＋一＋一Ｉ『――相位图３―１１内环闭环传递函数的伯德圈３．３．２平均值外环设计在设计平均值外环时，把内环闭环作为被控对象，其传递函数和伯德图分别为式３．３０ 承ｌ幽３－１ｌ。外环的控制框幽如幽３－１２所示。外环的参考值是输出电压的参考幅值，反馈量 是输出电压的幅值信号，这两个都是直流量。由于外环仅调节输出电压的幅值．外环的输出 只是改变内环参考止弦波的幅值。从控制的角度看，被控对象的输入是５０Ｈｚ正弦波的幅值． 输出也是５０Ｈｚ正弦波的幅值，实际上被控对象的传递函数就是内环闭环传递函数幅频特性浙江人学硕士学位论文第三章控制器设计上５０Ｈｚ频率对应的增益。所以可以把图３－１２中虚线框的部分等效成一个比例系数Ｋ。：Ｋ＝ＩＱｃｓ）Ｉ。ｈ。“０．９３所以可以把外环控制框图由图３－１２简化成图３－１３。式３．３１图３－１２平均值外环控制框图倒３－１ ３平均值外环控制简化框图在设计外环控制器时，把外环的反馈系数Ｋ２当成１，即Ｋ２＝ｌ。外环ＰＩ控制器零点的频率厶设置在１００Ｈ２，ｕ１］ｆ．ｚ＝Ｊ００胁，转折频率矗。设置在１０Ｈｚ，即工。＝ｌＯＨｚ。所以有：浙江大学颀１：学位论文第三章控制器设计―――― ―ｆ――、寰，ｈ～ 、～―＿ｌ‘一－’＇～Ｊ――＝―Ｊ―――――――ｊ。。ｊｊ ｊ ｊｊ ｊｊ ｊ ｊ。ｊｊｊ相位图３－１４外环开环传递函数伯德图啪Ｊ＝粉闭环的相频特性。外耶刚环的传递函数为：Ｋ。．Ｋｗｐ．ｓ＋Ｒ．Ｋｗｆ式３?３４（１＋Ｋｗ‘Ｋ。。）ｓ＋Ｋ。‘Ｋ。Ｉ外环闭环传递函数的伯德图如图３－１５所示，其中上图为外环闭环的幅频特性，下图为外环――ｆ一―’‘ｋ、～一！ｊ、相 位兰曼：≮３８浙｛Ｉ：大学硕Ｉ学位论文第三章控制器设计ＤＳＰ对这个直流量采样厉进行控制：另一种是在数字控制系统中，把半个输出电压周期或 一个输出电压周期内对输出电压的采样值进行累积，并从累积值中求得输出电压的幅值。在 第一种方法中，低通滤波器存在着很人的滞后环节，而第二种方法，为了得到输出电压幅值， 存在数值累积这段时间滞后。所以这两种方法，很大程度上限制了外环的调节速度。本课题中，为了改善外环的调节速度。采用类似滑模的方法，在每个开关周期内都可以 获得输出电压的幅值信号。这样在每个开关周期内就可以对电压外环进行一次计算。获得输 出电压的幅值信号的示意图如图３－１６所示。其原理是：在开关周期Ｔ。Ｉ＋Ｎ时（Ｎ为一个输出电压周期内，输出电压的采样点数），把上次开关周期的输出电压累积值ｓｕｍ。减去开关 周期Ｔｎ的输出电压采样值ｖ。，再加上当前开关周期输出电压采样值Ｖｎ＋１＋Ｎ，这样就得到了当前开关周期输山电压的累积值。Ｊ｛；｛递推公式表示如下：舶％＋』＝黝％一Ｋ＋Ｋｍ～刚这个累积值就可以得到输出电压幅值。式３．３５１：竺：，圈３一１６获得输出电压的幅值信号的示意图３．４模拟控制器的离散化ｍＩｌ３１１在上一节中已经设计了模拟域上ＰＩ控制器的参数．在这节主要是把模拟域上的控制器 离散化成数字控制所需要的差分方程。把模拟控制器离散化主瑶有三种方法：冲激响应不变 法，阶跃响应不变法，双线性变换法。这里采用数字增量式得到数字ＰＩ方程。设９。调节器的输山量为ｕ（ｔ），输入量为ｅ（ｔ），调节器的比例系数为Ｅ，积分时间常数为ｚ．则ＰＩ调节器的传递函数为：等＝ｋｐ∽去，式３．３６浙江大学硕士学位论文第三章控制器设计式３．３７“ｃｔ，＝Ｋ，［ｅｃ七，＋去塞ｅｃ一，，：］ “ｃｔ一?，＝Ｋ，［。ｃｔ一?，＋考篓ｅｃ疗，Ｉ］酬胪ｍ）叫¨）＝Ｋ∽）叫¨）】＋砗争啦） ＝“（七一１）＋Ｋｐ（１＋事）?Ｐ（尼）一Ｋｐ?ｅ（．ｉ｝一１）式，一，ｓ式，－，。式３－４。式３‘４１卜删十争【铲一砗一～“ｅ（ｋ一＂：第ｋ一１次采样时，给定量和反馈量之间的差值；４０塑望查兰堡．！：竺些堡苎笙三翌丝型燮塑生――，在数字系统中，迎存在控制延时问题。这主要是数字系统在采样、计算等需要时间。假 设在第ｎ个开关周期采样．计算得到的结果要到下一开关周期才能使用，这就使控制存在一个开关周期的延时。在开关频率以＝１６ｋＨｚｌ对，控制上的延时时间为乃＝÷＝配．５ｚ，ｓ。』Ｓ在连续域中，控制延时可以ⅢＧａ“Ｊ＝ｅ”码来表示。在离散域中以Ｇｄ似，＝ｚ“（延时时间为一个采样周期）表示。图３．１７中画出了延时环节的伯德图，上圈为延时环节的幅频特性，下图为延时环节的 相频特性。从图中可以看出，在整个频域内延时环节的增益均为１，并不会影响系统的增益。 但随着频率的增大，延时环节引起的相位滞后情况越来越严重，在频率ｆ处，所对应的相位滞后为：《ｐｄ（｛）＝｛－１ａ?３６０。哉３－４４享 蓊 嚣； 鞲Ｖ￡二丰二壬｝一Ｊ｝ 蒸糕 幸整 淘ｉ 群卜斗 斗＋｛』ｌ重时会使系统不稳定。薹萎捌：一障工｛一｛－＿一一斗’岵 ｑ－萋ｌ＝＃一卜蹦３－１７延时环节的伯德图延时环节的滞后，会使系统的相协裕度变小。从式３－４４中可以看出，如果穿越频率Ｚ越高，则延时环节的滞后对相位裕度的影响越大。延时环节的存在会使系统的抗干扰能力下降，严在数字系统中，为了尽量减小控制延时，就要合理分配数字处理器的资源和合理安排各 种时序。数字处理器的资源羽ｆ时序的安排，往往关系到整个控制器的控制效果，有时还决定 控制器有没有办法实现的问题。在本课题中，时实性要求最高的是开关周期的定时中断．因为瞬时值内环，和平均值外环的计算都是在这定时中断里完成的。开关周期的定时中断中，４ｌｉ瓣４１俐－－ＨＰｉ表３－Ｉ 模拟方程内环 外环２．６３×１０一ｓ＋２ Ｊ８模拟控制器对应的数字差分方程数字差分方程Ｔｓ ，２?Ｚｏ．１０７ｓ＋６７ ７２１Ｈ（ｋ）＝ｕ（ｋ―Ｉ）＋３，３ｘ１０“ｅ（ｋ）一２．６ｘ１０。ｅ（ｋ―ｉ｝Ｈ（ｋ）＝ｕ（ｋ一｜）＋ａｌＨｅ（ｋ）一ｑ１０７ｅ（ｋ―１）工差分方程差中的系数ａ１，ａ２与控制程序归一化后参数对应关系如所示。控伟４程序中的参数小数点定在第十五位（Ｑ１５）。浙ｉ［大学坝上学位论史第三章控制器设计表３－２差分方程中的参数与对戚程序归一化后的参数 差分方程中的系数ＢＩ稷痔串对瘴参数（Ｑ１５）ａｌ赴 一２６×１０４ 一斑１０７ａ２内环３。３ｘｉｏ‘ 班１１１５５５６ ３６３７～４４１２孙环―３５能为了对模拟控制器与离散化席的数字控制器进彳亍比较，圈３．１９和湖３．２０中分别给出了 圭覆莰诗豹内努嚣楼簦控巷《器与数字控裁嚣韬德圈熬耽较。萁孛，上藿魏控铡器熬幅频特瞧， ｒ图为控制器的相频特性。从这两个比较图中可以看出，模拟控制器与数字控制器的特性吻 合褥缀好。ｊ，毛＿一一＾‘恻釜蹿：群一雕 ｌ――――ｌｌ ｉＩ ｜｜ ｌ｝ ｉ ｌ必―＿――、‘ｒ书～一｛ＩＩＬｒ｛｝ｉ１Ｉｌｌｊ：．毒二等 二嚣孺 辎墨啦瑶 二籍Ｌ～色豳３－１９内鄢模拙控剿器与数字控裁嚣伯德鹜鞋：较蒜≮｝一ｉ：―二――――．二二――＾鎏一｛＾蠢嘲ｗ，毒一！：：Ｉ箍 翟一―￡；９一一 ：一｛――ｌＩＩＩＩ一｜’Ｊｑ－－！Ｉｆｆｆ！萼丽”《｜ｈ１＃，一｝二一ｊ ｛ｌ图３－２０外环模拟控制器与数字控制器伯德国比较浙江大学硕１二学位论文第三章控制嚣蹬计３．５本章小结本章在探讨逆变器模型的基础上．根据实际项目设计了逆变器输出ＬＣ滤波器的参数。针对逆变器模型，在模拟域上设计了输出电压瞬时值内环和平均值外环控制器参数，最后把 模拟域上的控制器进行离散化，并把离散化后的控制器与模拟域上的控制器进行了比较。从 两者的伯德图上可以看山，他们的幅频特性和相频特性都吻台得比较好。浙江大学硕．Ｉ哔位论文第删章软碗件实现及实验结果第四章软硬件实现及实验结果电路的硬件实现ＤＳＰ控制三相逆变器系统中，主要包括以下功能电路：ＩＧＢＴ模块驱动电路；数字采样调理电路：同步信号过零检测电路；保护电路。下面分别加以介绍。４．１４．１．１控制及驱动电路驱动电路的主要功能是把ＤＳＰ送山的ＰＷＭ控制信号，通过设置死区，然后经过隔离放火后去驱动ＩＧＢＴ模块。在本课题中，驱动芯片选用惠普公司的ＨｃＰＬ一３１６Ｊ，电路如图４－１所示。闰４－１ＩＧＢＴ模块驱动电路ＤＳＰ送山的ＰＷＭ控制信号，经过由Ｒ－Ｃ．Ｄ组成的网络和整形电路来完成死区的设置。在ＰＷＭ脉冲的上升沿，ＰＷＭ脉冲通过电阻Ｒ对电容Ｃ进行充电。电容Ｃ上的电压变化方穰如Ｆ：ｕｏ，（ｔＪ＝ｙ∽（１一ｅ ｆ） 式中；式４－１‰为ＰＷＭ脉冲的高电平；ｒ＝Ｒ?Ｃ为Ｒ．Ｃ时间常数。在ＰｗＭ脉冲的下降沿，电容通过二极管Ｄ放电，电容的电压立刻下降。死区的形成示意塑坚查堂堡．！：兰堡至壅图如图４－２所示。塑些里竺型壁壅堡垒壅堕堕墨――。，。。。―――］一．．。．．。『―――――］一一．一一一一．厂田ｊ；Ｉｌ旷：旷ｉＩ；ｉｉ；ｉｉＩＪｌ圈４－２死区发生示意图圈中ＰＷＭＩ，２为ＤＳＰ发出的上Ｆ桥臂ＰＷＭ控制信号，Ｖｃｌ，２为上下桥臂驱动电路上电容Ｃ 上电压，Ｖｒｅｆ／２为摧形电路的门槛电压（比较器反向端参考电压），ＤＰＷＭｌ，２为经整形后的ＰＷＭ波形，Ｔｄ为死区时间：Ｔ，＝ｒ．１ｎｒ惫Ｊ乃＝ｒ－ｌｎ（２）舶之在％＝吃时有：式４－３整形扁的ＰＷＭ波形输入到驱动芯片（ＨＣＰＬ．３｜６Ｊ）的１脚，经过驱动芯片隔离放大后 去驱动ＩＧＢＴ。为了加人驱动电流．在驱动：卷片的输出脚（１１脚）后还加了一级推挽电路。 驱动芯片的１４脚（Ｄｅｓａｔ）Ｊ＝｝ｊ来检测ＩＧＢＴ的饱和压降，当ＩＧＢＴ的ＣＥ端电压饱和（过流） 时，驱动芯片封锁驱动信号，以对ＩＧＢＴ进行保护，这个封锁信号，可以通过５脚（Ｒｅｓｔ） 清除。另外，驱动芯片发生过流保护动作后，芯片内部通过光耦隔离后，从６脚（Ｆａｕｌｔ）输出低电平，这个信号可以通过ＤＳＰ的ｔ／Ｏ口进行识别。４．１．２死区电路对输出波形的影响分析１３２１１３３任何崮态的电子开关器件都具有一定的开通和关断时间．对于确定的开关器件，其 通断时间是不可能通过控制消除的，它必然会引起开关器件的状态与其控制信号状态的偏 移。在桥式电路中．同一桥臂上的两个开关器件工作在互补状态。为防止器件在通断切换瞬 日＿Ｊ内关断管不能理想地美断而发生两开关“直通”短路故障，系统通常采用时间延迟的控制方 法，切换时关断信号立即发ｌＵ，而开通信号滞后关断信号一小段时间，保证“先关后开”。此４６堂【些查兰塑！：兰焦熊塞塑塑兰鉴竺堡生型垄壅燕堕墨一――时间段内，砥玎荚均芙断。形成一段控制死区ｅ 笼蕊的存在会往窦际驱动开芙管豹信号与鬻想豹控裁信号僚移，郄死速效癌。在半轿递畿哇三路中，死区对波形的影响蜘嘲４－３所示。曲５幽 豳；醢雕４－３半蟒逆变电路中的延区效应（左边电感｝毡滚为正，蠢逑电感电漉淹囊） 斑死区时问ｂ内，同桥臂的２个开关管均处于关断状态，输出电流只能髓过二极管续流。在电流为ｌＥ的蟪段时间内（圈４－３左圈），只能由二极管Ｄ２续流，蚰间的电压被钳位经一Ｅ：戎电流免费鹣遮段时阚幽（瓣４－３霸鹫），只能盎二投蟹Ｄｌ续流，ａ￥淹她奄甄棱 钳能在＋Ｅ。扶上瓣分析可知，程张睡时阗Ｔｄ内，桥储的输出电聪其与输出电流的极性有关， 砸与驱动信号的控制逻辑无关。邀就使ａ，ｂ问的实际输出电压与理想输出电压之间存在一个 电援菠，如图４－３掰暴。熊隧中Ｗ鞋嚣氆，健嚣ｌ之闻豹误差电嚣蠢鞠下特点； １）在每个开茂倒期肉均存在１个误差电鹾矗承冲。 ２）脉冲电Ｈ；的幅值为２Ｅ，脉宽为Ｔｄ。３）脉冲的掇健与Ｉ毽戆电流攒性楣反。 嘲４１４中画ｍ了～个ｒ频周剃浅矩｛夏造成的谡羞电压脉冲。如聚用～个低通滤波器看误差￡乜服脉冲，可以把谡蔗电压脉冲婶效成正负方波．如图中的胜绒所示。方波的幅值为：式４４攻：掣ｊ』式中：乃为死赋时间；Ｚ为开必周期；２Ｅ为童流侧总电压。对正负方波进行傅立ｎ｝－分析，可得浆ｋ砍谐波的螭俊戈：％＝鲁４－５艇礼：凡学娥！ｊ学位娩殳帮心Ｈ鼋软硼姊安蠼ｔ；５乏盛辍结果蠲４－４在一个，日矮厕艄内死区造戒韵误麓电珏脉冲 南妒漤筹Ｉ垃蹑的基波分凝与输ｎ”Ｅ感哇圭滤反攘，弼蕊会对鞠趣瞧压造成一定豁蒸波电摄 搦火。粥外由］：逆糍器输出Ｌｃ滤波器是按照开关频率谐波而设计的，由谡差电压目ｆ入的３， ５，等甄次潴渡荑法斑劐宥靛衰减，款嚣绘输ｉ＆逛莲选袋了严重波形璃变。 往安际电路。ｈ由】ｊ电感电流脊牧波，电流纹波的最大值如斌３－１９所示，唯ｌ感越小， 邀滚绞波戴越大。ｌ廷薅迄滚缎渡鹣存巍。捷电感电流在蒸渡过零焦璐逶熬每一个舞麓鬟耪肉食有两改过零点，撕ｊ｜茎ｌ ４－５所示。潮４ｍ５电感电流基波过零点附近时的甄嚣效应在１．１期间ｔ ｌｂ感电流为正。二极管Ｄ２续渡；ａ，ｂ问的迤援为一Ｅ；｛２甥漆，舞关管Ｓ２开通，电感电流为负，曲间的电赋仍为一Ｅ。Ｓ２荧断时，电感电流通过二极管Ｄ１续流。嚣’ｂ闯戆电压炎＋歉戮Ｋ煺凌，电感电滚为覆，舞美警ｓｌ嚣遴，曲同鹣毫匿掰为＋承馈ｒ米的分卡斤与甜觚…样。从圈４－５中ａ，ｂ两点间的理想输出电聪波形与戴实际输出的电压渡器｝｝鞍，珂鞋霉撤≥ｔ嚣封ａ嘉嚣煮瓣蕊转出邀匿鹭置影嫡。 幽４－６中（ａ）煺刚Ｐｓｐｉｃｅ仿真的遵变器辅山电压与电感电流的波形圈。（ｂ）为实验波 黪整。棼囊黠，遂变器兔拜坪控裁，帮芙菝攀麓］６ｋＨｚ，琵区瓣溜为Ｉ．Ｓ＃Ｓ。飙鞠中可｛；ｌ看 小－输山叱骶枉一个‘开关周期Ｊ～存四处比较明赋的畸变点。畸变点发生在电感电流找一个辩 舞蠲弼肉剐好垒为澎，或尉好垒为受翡意上。这也是由丁¨衽电感融流基波过零点附避时，不 群镀：北区效席?丽谯ＩＨ感ｌ乜游垒为ＪＥ戏全为负舱这段时阀瞧，则存在延嚣效瘫的缘敞。４８浙江人学砸１．学位论文第旧章软硬件实现及实验结果㈠／ｆ懿－一拳 薯一Ｊ＿ｊ∥ 文；Ｉ、一鐾《；ｒ－卜●豪罗彩ｖｊ阏彰：；（ｂ）实验波形图…＾。’ｆ…。圈４－６死区效庸（ａ）Ｐｓｐｉｃｅ仿真波形死ｌ廷效应的补偿生要有两种方法：一种是检测出输出电流的极性，并根据电流的极性产 生一个补偿信号叠加到参考电压上；另一种方法是检测逆变器的桥臂ＰＷＭ输出电压与参考ＰＷＭ ＪＵ压的偏筹，提供１个补偿信号叠加到参考电压上。当系统采用闭环控制时，闭环控制对误差信号的实时补偿也可以减小死区效应对输出电压波形的影响。４．１．３数字采样调理电路在数字控制系统中。通常无法对所需的控制量直接进行ＡＤ采样，因而通常需要把这些量经过调理后，才能被数字系统进行采样。幽４．７是本课题电压采样所＿【ｌｊ的调理电路，主要包括：差分滤波电路、直流偏置电路和 限幅电路。由于选刚的控制芯片是ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７。其ＡＤ转换是单极性的，所以输出电压 经差分滤波后，还要经过…级直流偏置电路，偏置的赢流量为ＡＤ转换参考电压的一半。另 外为了防Ｉｔ采样电压超山ＡＤ采样的范围．在直流偏置电路后还加了限幅电路。酝 莲 雀 。―ｔ十下酗４－７输出ｏａｌ玉，采样的调理电路限幅ｖ】一］?ｍ－Ｊ●Ｊ对丁．三路旁路电压，所需要的是他们的幅值。在调理电路中．把输出电压经差分滤波后通过绝对值电路午｜Ｉ二级ＲＣ―ＲＣ低通滤波器（转折频率为７，２Ｈｚ）后得到的直流平均值与其幅值的比例系数为砉，所以。ｓＰ中采样到该赢流量后乘以詈就可得到旁路电压的幅值。浙江大学硕十学位论文第四章软硬件实现及实验结果…………＿－图４－８旁路电压采样的调理电路莲 筐Ｉ谣：瓣ｃｔ吨甲 Ｔ Ｔ由于逆变器的输山电压波形耍与旁路电压同步，所以电路中要把交流的旁路电压信号， 通过过零检测电路变成方波同步信号。过零检测电路如图４－９所示。为了防止旁路电压过零 点附近由于干扰引起的检测误动作，在旁路电压信号输入到过零检测电路前通过两级的 ＲＣ－ＲＣ滤波（转折频率为１５４Ｈｚ）。由于Ｒｃ．Ｒｃ滤波器的引入，会使得到的方波同步信号 与旁路电压间有一定的相移，所以在数字锁相的程序中，检测输出电压与旁路电压的相位时， 要把ＲＣ?ＲＣ滤波器滞后的相位补偿掉。Ｊ’’。１―ｒ。一一 。一上一上Ｔ二级Ｒｃ滤波电路尺１ Ｔ 丰 奉≯寸一过零投捌电路Ｉ图４－９旁路电压过零检测电路４．１．４保护电路逆变器的保护主要包括：过流保护、过载保护、过温保护、直流过欠压保护、逆变输出过欠压保护，另外还有驱动芯片的短路保护。在本课题研究的逆变系统中，采用的保护策略如图４－１０所示。图中虚线框部分为逐周 过流保护，其原理如一Ｆ：逆变器输出滤波电感的电流（流过开关管的电流）通过比较器分别 与设定的最大正负电流值进行比较，如果电流值超过限定值，比较器就输出低电平。比较器 的输出经接形电路后输入到Ｄ触发器锁存．并把ＰＷＭ信号封死。当电流降到限定值内时， 触发器１６ｋＨｚ的时钟信号就把锁存的过流信号清除．使ＰＷＭ信号可以正常工作．从而实 现逐周过流保护。逆变器的过载保护、过温保护、直流过欠压保护、逆变输出过欠压保护主 要是通过ＤＳＰ的检测来实现的。当ＤＳＰ程序检测到这些故障发生时，通过Ｉ／Ｏ口发出的信浙江大学硕士学位论空第赔帮软硬件痰现及实验结果母。把逆变器的ＰＷＭ控制信号封梦Ｅ．从而实现对逆变器的保护。图４．１０逆变爨的保护燕略４．２功能实现的程序流程图本课题研究的ＤＳＰ控制三相逆燮系统的主要功能镪括；逆变器输出波形控制，逆变嚣 输｛ｌｊ电压与旁路电艇同步控制，逆受器与旁路之间的切换，ＤＳＰ与上位机芝间Ｒ￥４８５通讯。这些功能，Ｊｋ乎都怒由ＤＳＰ款｛申来裳现的。软转中的子凝痔＿蠡ｌ其对应的功瞧烈在袭４－１中；擞４．１软件中的子程序和其对应的功能 实凌珐能予程垮豫 定时中断子程序 旁路虢态检溺予稷痔 逆变器状态检测午程序 旁路与逆变比较予程序 旁路跳逆变子程序 逆变跳旁路子程『葶 逆变器较癌动子撰彦逆变器过载子程序实现三相电压外环。内环控制算法；检测旁路与逆相位蒺。 检测三稿旁路的电压与频率。 检测逆变器三相工作是否正常。 逆变器输出与旁路的电压与相位比较。 寰现ＵＰＳ出旁路供电切换萋《逆变供嚷的动馋。 实现ＵＰＳ由逆变供电切换到旁路供电的动作。 寰瑰逆变嚣赣痘秘凌麓，势在切换乏蓠跟踪旁路毫压。 计算逆变器负载，判断过载程度并计时。 计算旁辩受载，鄹精过载程度并计时。 接收上位机发送的命令和数掘。 判断上位机命令，发送数据域确认字精上位机。旁路避裁予程序 ＲＳ４８５接收中断子程序 ＲＳ４８５麓送子程净浙江人学硕士学位论文第四章软硬件实现及实验结果图４－１中给山了软件背景程序（主程序）的流程豳。在ＤＳＰ得电后．ＤＳＰ先进行一些 初始化．Ｉ．作。这些初始化包括：系统寄存器初始化，Ｉ／Ｏ口初始化，事件管理器初始化，模 数转换ＡＤＣ功能块初始化，串行口初始化。各初始化的主要内容如下： 系统初始化：设置系统控制和状态寄存器。 Ｉ／Ｏ口初始化：设置复刚Ｉ／Ｏ【＝】为特殊功能还是基本Ｉ／（２）口功能，并设置Ｉ／Ｏ口为输入Ｉ／Ｏ还是输山Ｉ／Ｏ口。１２１事件管理器初始化：设置计数器的计数方式及全比较控制和状态寄存器。ＡＤＣ功能块初始化：设置ＡＤＣ级联方式．转换通道及一些控制寄存器。 ＲＳ通讯初始化：设置串行通讯协议相关寄存器。ｌ二｛￥』＃图４－１１背景程序流程图５２激疆大学娥１．学位论文第蹭载软硬件．盛现艇实验结果初始化完成崩检测旁路电压利频率，如粜旁路正常。则开通旁路。然后通过ＲＳ４８５通 讯子程序等待上位机发送的启动信弩。ＤＳＰ褥到上位机的启动信号后，就开始进入循环主 张序。锈环主狴序申，避谶调蹦相关子程黟完成的相爻功能如‘Ｆ；通过ＲＳ４８５避讯子程黟 接收上位机命令利向上位机传送命令ｔ通过旁路检测子程序，检测旁路的电压和频率；在需 臻由旁路供哇主切按剿逆交供电或由逆变珙电甥挨到旁路供电豺，努嚣《谡用旁路鼹逆交予程序 和逆变跳旁路子棵序。在每个丁频周期，调州一次软启动子程序、数字锁相子程序和过载判 凝：｝程彦，戳窦瑶逆交器寤淤瓣涎较韬动，遂变输出与势薅迤压瓣籀住鼯踩及过载豫护功能。 三艄输出电雁的 瓣时菹肉环和平均值外环的讨＋蜱是在定时 ｔｐ断子稚序里完成 触，定时中断子鹦廖的流程幽如图４．１２所定时ｔＩ｜断予程序承。定砖中甑中，时序的安排如图３．１８所示。盎送入定瓣中甑。，１：做好现场保护后，ＤＳＰ开始避｛亍ＡＤ转 换．在ＡＤ转换究成 后读取井德存数值。 然厩通过采样值，避酬４－１２定时中断予程序流稔鄹行一次电压外环刺内邵艴｝｝算。这些嗣一簿都蹩在谤数器上撵计数（三角载波上舞除段）审完袋。这次瘫薹ｌ：谤算熬 结果，存入全比较寄存器后，川米确定计数器下行计数（三角载波下降阶段）时，ＰＷＭ输 逡踩静静熬转鞋刻。在裣泌捌诗数箍阁期中断（计数箍藏上行诗数开始转为下行计数）发生肼，ＤＳＰ重新对ｆｔｌｌｉ电压进行一次ＡＤ采样，井进行电压内环计算。第二次内环计算的结果，翊来确定”Ｆ一开关髑期计数器上行计数时，ＰＷＭ输出躲冲的翻转时刻。谗样，采样频率实 际上为开关频率的龋倍．从而减小了采样和计算延时。谯完成电压内外环计算匿，ＤＳＰ还 黧判断逆畿输出的过零点?以获得逆变输出与旁路电压的相位差储号，另外在查询到捕获单 元中断发生（旁路‘ｌ｝骶过零僚号）后，读取搪获值，即旁路电压周甥。最羼，ＤＳＰ检查辕Ｓ３浙江人学坝ｌ＋学位沧义第凹章软硬件实现发实验结果入的相关状态是否ＪＥ常，如果不止常，通过１１０口，封锁ＰＷＭ脉冲。三相旁路检测于程序的流程图如图４－１ ３所示。旁路检测子程序主要是检测旁路的电压和频率是否在要求的范围内，外根据检测 结果在程序所』Ｈ的寄存器的相应位做上标记。在检测完旁路的电压和频率后。如果ⅡＬｆｌ，ｌ ｕＰｓ足在旁路供电状态，还要检测旁路ＩｉＴ控硅（ＳＣＲ）是否开通。如果可控硅开通，但检测到的旁路电压或频率不正 常，则要把旁路可控硅关断。另外如果ＵＰＳ 娃往旁路供ｌ｛土状态，但旁路刈控硅（ＳＣＲ） 因前面一些故障而被关断，而此时检测到的旁路电压和频率都止常，则要把旁路可控硅重新开通。在检测旁路电压帮Ｉ频率 时．为了防ｌｆ：在它们上Ｆ限定值附近在正 常与异常之间出现反复从而使旁路可控 硅反复导通与荧断，电压和频率的限定值应设定…定的回差。逆变状态检测于程序的流程Ｉ生｜如图４－１４（ａ）所示。逆变状态检测子程序主要 是检测逆变器的。】：作状态，包括：逆变输 图４．１３旁路检测程序流程图¨电压是否出现过欠压：散热器和输山滤波电感是否过温；直流侧是否过欠压；Ｉ／０ １：２的输逆盘状忐拉酬ｒ判胯ｌ引∞“【１ＢＳＦＩＡＧｌ旁船与逆盘比较予程ＪｆＩｌｌ｛盘测ｒ￡ＭＰｌ，２：ＩＮｖ ｖ．ｖＤＣ＋一 １２楹铡输入状告｛／Ｍ０１）１．２ ｉ）Ｋ．／ｌｌＮＨ―ＯＫ．／Ｐ■ＲＧ仰” 段十¨心ｒｏＨＩ：Ｉ＾ｌ： Ｉ卦１：ｎ。敲陶内Ｉ ｌ，ｑ ８ ｌ＃检测过蛾标击ｆｍ●，ｕ Ｉ ｏｒ）…１ｌ昔“牲Ｇｑ Ｂ一＞“Ｉ”．Ｉｑ｜３）“Ｊ”ｌｄ维佳旁端，ｆ盖世蕾台１．（／ｓ■¨ｂ ｏ¨Ｎ．ＩＯＰＥ ５， ｌ符雌修赍路奸关台｝：ｌ Ｇ０ Ｂ一）“ｌ”．１ｑ Ｊ ｄ）。ｌ”愀盏徽赫ｊ群帮（ｂ）旁路与逆变比较子程序幽４－１４（ａ）逆变状态检测流程幽浙江人学硕Ｊ：学位论文第四章软硬件实现及实验结果入状态（驱动芯片的短路保护信号。接插件连接信号，控制电源信号）是否正常；过载子程 序是否检测到过载信号；旁路维修开关是否合上。检测这些信号，主要是为了判断逆变器工作是否Ｕ！常。图４．１４（ｂ）所示的是旁路与逆变比较子程序的流程图，其主要功能是完成旁路与逆变 输山之问电压、频率和相位的比较。以便在旁路与逆变之间进行切换时，用来判断它们之间的“三同”（电压。频率，相位）情况。 旁路到逆变千程序的流程圈如图４－１５所示。在需要从旁路切换到逆变 时，判断是还在逆变 器软启动阶段，如果在软启动阶段，则不进行切换。如果逆变 器已经启动完毕，检 查维修旁路开关是否断开，若没断开． ⅢＵ不能切换，以防ＩＩ：逆变器和旁路长时 间同时供电，造成逆 变器损坏。检测完维修旁路开关后，判断逆变输出与旁路是否“三同”，如果不 “三同”。旁路开关关断，逆变输ｉｌｊ接触器吸合。由于输出接触圈４―１５旁路到逆变切换程序流程图器从得到吸合信号到接触器实际机械上吸合有一段延时，所以在不“三同，，下切换，会造成 ＵＰＳ供电的短暂中断。如果逆变器输山与旁路“三同”，则逆变器输出接触器吸合，并经过一段延时或得到接触器实际吸合的触点信号后，再关断旁路可控硅。在这种情况下，逆变器和５５浙江大学硕，１．学位论文第凹章软硬件实现及实验结果旁路有短暂的重叠供电时间 ｜璺