600W半桥型开关稳压电源设计
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600W半桥型开关稳压电源设计
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600W半桥型开关稳压电源设计
本次设计主要是设计一个600W半桥型开关稳压电源，从而为负载供电。
电源是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。它的效率可达85％以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。本文介绍了一种采用半桥电路的开关电源，其输入电压为单相170 ~ 260V，输出电压为直流12V恒定，最大电流50A。从主电路的原理与主电路图的设计、控制电路器件的选取、保护电路方案的确定以及计算机仿真图形的绘制与波形分析等方面的研究。
关键词：半桥变换器；功率MOS管；脉宽调制；稳压电源；
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 第1章 绪论 1.1 电力电子技术概况
电子技术包括信息电子技术和电力电子技术两大分支。通常所说的模拟电子技术和数字电子技术属于信息电子技术。电力电子技术是应用于电力领域的电子技术，它是利用电力电子器件对电能进行变换和控制的新兴学科。目前所用的电力电子器件采用半导体制成，故称电力半导体器件。信息电子技术主要用于信息处理，而电力电子技术则主要用于电力变换。电力电子技术的发展是以电力电子器件为核心，伴随变换技术和控制技术的发展而发展的。
电力电子技术可以理解为功率强大，可供诸如电力系统那样大电流、高电压场合应用的电子技术，它与传统的电子技术相比，其特殊之处不仅仅因为它能够通过大电流和承受高电压，而且要考虑在大功率情况下，器件发热、运行效率的问题。为了解决发热和效率问题，对于大功率的电子电路，器件的运行都采用开关方式。这种开关运行方式就是电力电子器件运行的特点。
电力电子学这一名词是20世纪60年代出现的，“电力电子学”和“电力电子技术”在内容上并没有很大的不同，只是分别从学术和工程技术这2个不同角度来称呼。电力电子学可以用图1的倒三角形来描述，可以认为电力电子学由电力学、电子学和控制理论这3个学科交叉而形成的。这一观点被全世界普遍接受。电力电子技术与电子学的关系是显而易见的。电子学可分为电子器件和电子电路两大部分，它们分别与电力电子器件和电力电子电路相对应。从电子和电力电子的器件制造技术上进两者同根同源，从两种电路的分析方法上讲也是一致的，只是两者应用的目的不同，前者用于电力变换，后者用于信息处理。
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。并对开关电源提出了小型轻量要求，此外要求开关电源效率要更高、性能更好、可靠性更高等。当前，各国正在努力开新器件、新材料以及改进装连方法，进一步提高效率，缩小体积，降低价格，以解决开关电源面临的课题。随着电力电子技术的不断创新，开关电源产业会有更广阔的发展前景。1.2 本文研究内容
开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源，因此已经基本取代了线性电源，成为电子热备供电的主要电源形式，受到人们的青睐。采用先整流滤波、后经高频逆变得到高频交流电压，然后由高频变压器降压、再整流滤波的方法。这种采用高频开关方式进行电能变换的电源称为开关电源。随着电子技术和应用迅速地发展，开关稳压电源的品种和类型也越来越多。按激励方式分为他激式和自激式；按调制方式分为脉宽调制型、频率调制型和混合调制型；按开关管电流的工作方式分开关型和谐振型；按开关晶体管的类型分为晶体管型和可控硅型；按储能电感与负载的连接方式分为串联型和并联型；按晶体管的连接方式分为单端式、推挽式、半桥式、全桥式。本文设计了一种半桥型开关稳压电源，它具有驱动电路简单，驱动功率小，开关速度快，开关频率高等优点。具体设计技术参数如下：
1.输入电压单相170~260V；
2.输入交流电频率45~65HZ；
3.输出直流电压12V恒定；
4.输出直流电流10A；
5.最大功率：120W；
6.稳压精度：&直流输出电压整定值的1%；
本文分别从以下几个方面进行了设计：
1.&&& 主电路设计；
2.&&& 控制电路设计；
3.&&& 驱动电路设计；
4.&&& 保护电路设计；
5.&&& 整体电路设计；
6.&&& 元器件型号的选择；&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 第2章 电路设计 2.1 &稳压电源总体设计方案
开关电源采用功率半导体器件作为开关器件，通过周期性间断工作，控制开关器件的占空比来调整输出电压。开关电源的基本构成如下图所示，其中DC/DC变换器进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有起动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R1、R2）检测输出电压变化，与基准电压Ur比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。具有一定的抗不平衡能力，对电路对称性要求不很严格；适应的功率范围较大，从几十瓦到千瓦都可以；开关管耐压要求较低；电路成本比全桥电路低等。这种电路常常被用于各种稳压输出的DC变换器
变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。
图2.1 主体方框图
&&& 随着电力电子技术的发展，电源技术被广泛应用于各个行业。对电源的要求也各有不同。本次设计的是一种功率较大，的开关电源。
&设计采用了AC／DC／AC／DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经半桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。系统的主要环节为有源功率因数校正电路、DC／DC电路、功率因数校正电路、PWM控制电路和保护电路等。采用UC3854A／B控制芯片组成功率因数校正电路来提高功率因数，用新型的芯片UC3825作为控制芯片来代替SG3525，不仅外围电路简单，而且具有有容差过压限流功能，还采用了新型IR2304作为驱动芯片，动态响应快，且自带死区，防止半桥上下管直通。
该电路用高速双路PWM控制器UC3825为控制芯片，功率MOSFET为开关器件而构成的推挽逆变器，逆变器输出 经高频LC滤波后输出1MHz/100W正弦波功率信号。实验证明电路产生的波形质量好，电路结构简单，控制方便，并具有体积小，效率高的特点。 低频小功率信号源往往用线性功率放大电路，其电路比较简单，波形质量好，易于实现。
而对于高频、中大功率信号源用线性功率放大电路难 以实现，特别是对于要求1MHz/100W正弦波功率信号源，采用线性功率放大电路，其电路结构复杂，调整困难，不易实现。而采用高速双路PWM 控制器UC3825为控制芯片，功率MOSFET为开关器件，经LC高频滤波，输出1MHz/100W正弦波功率信号源，其波形质量好，电路结构简单，体积小 ，效率高2.2 &具体电路设计 2.2.1 主电路设计
反激式电源一般用在100w以下的电路，而本电源设计最大功率达到500w，额定电流为10A左右。在功率较大的高频开关电源中，常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等。其中推挽电路用的开关器件少，输出功率大，但开关管承受电压高(为电源电压的2倍)，且变压器有6个抽头，结构复杂；全桥电路开关管承受的电压不高，输出功率大，但需要的开关器件多(4个)，驱动电路复杂；半桥电路开关管承受的电压低，开关器件少，驱动简单。根据对各种拓扑方案的电气性能以及成本等指标的综合比较，本电源选用半桥式DC／DC变换器作为主电路。如图2.2即为主电路图。
&&&&&&&&&&&&
图2.2 主电路图
图2.2中S1、S2、C1、C2和主变压器T1构成了半桥DC／DC变换电路。MOSFET采用11NC380。电路的工作频率为80 kHz。变压器采用E55的铁氧体磁芯，无须加气隙。绕制时采用“三段式”绕法，以减小漏感。R1和R2用以保证电容分压均匀，R3、C3和R4、C4为MOS管两端的吸收电路。C5为隔直电容，用来阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡开关管每次不相等的伏秒值。C5采用优质CBB无感电容。Ct是电流互感器，作为电流控制时取样用。D3、D4采用快恢复二极管，经过L1和C6、C7平波滤波后输出OUT2给控制芯片供电，Rs、R6则是反馈电压的采样电阻。主变压器的输出OUT3为高频低压交流电。如图2所示，反馈电压和输出电压同一绕组，样，可以在负载变化时最大限度地保证输出电压的稳定。后级可接一个或多个多路输出的变压器，然后通过整流电路整流，这样既能保证每路输出都是独立的，又可以得到任意大小的电压。故可满足DSP等需要多路不同电压供电且精度较高的要求。2.2.2 控制电路设计
系统的控制电路采用高速双路的PWM控制器UC3825，如图2.3所示即为所选电路，其内部电路主要由高频振荡器、PWM比较器、限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障锁存器、软启动电路、欠压锁定、PWM锁存器、输出驱动器等组成。它比SG3525具有以下优点：
1)改进了振荡电路，提高了振荡频率的精度，并且具有更精确的死区控制；2)具有限流控制功能，且门槛电流有5％的容差；3)低启动电流(100MA)；4)UC3825关断比较器是一个高速的过流比较器，它具有1．2v的门槛值，保证芯片重新启动前软启动电容完全放电，在超过门槛值时，输出为低电平状态，防止上下桥臂同时导通而引起短路。下图为主电路的控制电路
前级的R808和R809与稳压管构成一个启动电路，触发UC3825开始工作后，由反馈输出OUT1自供电。PWM的调制波由R1和CT振荡产生，RT、CT一般按式(1)及式(2)选取。
RT=3V/{（10mA）*(1-Dmax)} (1)
CT=(1.6*Dmax)/(Rt*f) (2)
式中：f=80kHz，为所取的频率
脚1(INV)、脚2(E／A)和脚3(HI)构成一误差放大器，做为电压反馈用，脚9(ILIM)为限流，脚8(SS)为软启动，脚11(0UTA)及脚14(0UTB)为输出驱动信号。从图中可看出，UC3825功能比较全，外围电路简单，可有效减少PCB的布线与外围元器件，提高了系统的可靠性。
&&&&&&&&&&&&& 图2.3 高速双路PWM控制器UC3825电路图2.2.3 驱动电路设计
MOSFET的驱动可采用脉冲变压器，它具有体积小，价格低的优点，但直接驱动时，脉冲的前沿与后沿不够陡，影响MOSFET的开关速度。在此，采用了IR2304芯片，它是IR公司新推出的多功能600v高端及低端驱动集成电路，它具有以下优点。
1)芯片体积小(DIP8)，集成度高(可同时驱动同一桥臂的上、下两只开关器件)。2)动态响应快，通断延迟时间220／220 ns(典型值)、内部死区时间1000ns、匹配延迟时间50ns。3)驱动能力强，可驱动600v主电路系统，具有61 mA／130mA输出驱动能力，栅极驱动输入电压宽达10～20V。4)工作频率高，可支持100 kHz或以下的高频开关。5)输入输出同相设计，提供高端和低端独立控制驱动输出，可通过两个兼容3．3v、5v和15v输入逻辑的独立CMOS或LSTFL输入来控制，为设计带来了很大的灵活性。6)低功耗设计，坚固耐用且防噪效能高。IR2304采用高压集成电路技术，整合设计既降低成本和简化电路，又降低设计风险和节省电路板的空间，相比于其它分立式、脉冲变压器及光耦解决方案，IR2304更能节省组件数量和空间，并提高可靠性。7)具有电源欠压保护和关断逻辑，IR2304有两个非倒相输入及交叉传导保护功能，整合了专为驱动电机的半桥MOSFET或IGBT电路而设的保护功能。当电源电压降至4．7v以下时，欠压锁定(UVL0)功能会立即关掉两个输出，以防止直通电流及器件故障。当电源电压大于5v时则会释放输出(综合滞后一般为0.3v)。过压(HVIC)及防闭锁CMOS技术使IR2304非常坚固耐用。另外，IR2304还配备有大脉冲电流缓冲级，可将交叉传导减至最低；同时采用具有下拉功能的施密特(Sohmill)触发式输入设计，可有效隔绝噪音，以防止器件意外开通。
如下图所示为IR2304的连线图
图2.4 驱动电路图
可以看出，IR2304具有连线简单，外围元器件少的优点。其中VCC由主电路中OUT自供电，LIN和HIN分别接UC3825的两个输出端，VD要采用快恢复二极管，C1为滤电容，C2为自举电容，最好采用性能好的钽电容，R1和R2为限流电阻。
2.2.4 保护电路设计
对于DC／DC电源产品都要求在出现异常情况(如过流、过载)时，系统的保护电路工作，使变换器及时停止工作。UC3825的保护电路设计也比较简单，如图2.5所示。
通过电流互感器得到的采样电流，经过转换后送到UC3825脚9(ILJIM)，当电流超过预定值时，UC3825自动封锁输出脉冲，起到保护作用
图2.5 保护电路2.2.5 &整体电路设计&&
为了提高系统的功率因数，整流环节不能采用二极管整流，采用了UC3854A／B控制芯片组成功率因数校正电路。UC3854A／BUnitrode公司一种新的高功率因数校正器集成控制电路芯片，是在UC3854基础上的改进，其特点是采用平均电流控制，功率因数接近1，高带宽，限制电网电流失真≤3％。图2.6是由UC3854A／B控制的有源功率因数校正电路。
图2.6 整体电路图
该电路由两部分组成。UC3854A／B及外围元器件构成控制部分，实现对网侧输入电流和输出电压的控制。功率部分由L2，Cs，S等元器件构成Boost升压电路。开关管S选择西门康公司的SKM75GBl23D模块，其工作频率选在35 kHz。升压电感L2为2mH／20A。C5采用两个450V／470μF的电解电容并联。为了提高电路在功率较小时的效率，所设计的PFC电路在轻载时不进行功率因数校正，当负载较大时功率因数校正电路自动投入使用。此部分控制由图1中的比较器部分来实现。R10及R11是负载检测电阻。当负载较轻时，R10及R11上检测的信号输入给比较器，使其输出端为低电平，D5导通，给ENA(使能端)低电平使UC3854A／B封锁。在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A／B工作。D6接到SS(软启动端)，在负载轻时D6导通，使SS为低电平；当负载增大要求UC3854A／B工作时，SS端电位从零缓慢升高，控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动。如图2.7中各图所示即为各种元件在电路中的波形。
图2.7 各种元件的波形图
2.3 元器件型号选择
1.输入整流二极管的选择
设输入交流电压为：
则经过桥式整流后的平均电压为：
二极管两端承受的最大反相电压为：
所以根据实际情况即可选择整流二极管：INV/1A
2.变压器的设计
（1）变比KT
选最大占空比为0.85，电路中压降ΔU=2V，半桥式电路变压器原边绕组所加电压等于输入电压的一半即Ui（min）=98V
则根据公式:
（2）铁心的选择
Ae为铁心磁路截面积；Aw为铁心窗口面积；PT为变压器传输的功率；fs为开关频率；ΔB为铁心材料所允许的最大磁通密度的变化范围；dc为变压器绕组导体的电流密度；kc为绕组在铁心窗口中的填充因数。若铁心材料为铁氧体则ΔB=0.2T，dc=4A/mm2，kc=0.5。根据SG3525的控制选择开关频率为100HZ。根据公式:
根据具体情况可选择型号为DE25的铁心则Ae=40.00mm2，Aw=78.2mm2，Ae *Aw=3128 可以满足要求。
（3）变压器的绕组结构设计：由于铁磁材料的相对磁导率μr很大，因此励磁电感通常也较大。如果铁心未夹紧，磁路中有气隙，则励磁电感会急剧下降，励磁电流成倍增加，导致变压器性能严重劣化。变压器的漏感同一次、二次绕组互相耦合的紧密程度密切相关，耦合不够紧，则漏感会增加。漏感对电路工作带来的影响主要是负面的，给开关器件造成过电压、形成较大的损耗，过大的漏感还会造成占空比的损失。因此变压器的设计应尽量减小漏感。减小漏感的办法主要是提高一次、二次绕组耦合的紧密程度，如采用间隔绕组等。
3.输出滤波电感的设计
ΔI为允许的电感电流最大纹波峰峰值，取最大输出电流的20%即2A。根据公式电感量为
选定电感铁心：I1=10+10*20%*0.5=11A
4.输出滤波电容的设计
根据标准，输出电压的峰峰值ΔVopp&200mV，考虑到功率开关管开关和输出整流二极管开关时造成的电压尖峰以及直流电压残留的100HZ纹波，可令输出电压的交流纹波为ΔVopp=50mV，ΔU=2V，根据公式
根据具体情况可以选择两个4.7μF/25V铝电解电容并联使用。
5.功率管的选择
考虑到功率器件的开关速度和驱动电路的简洁，本电源拟选用MOSFET作为功率开关管来构成半桥电路。
整流滤波后的最大电压值为368V，功率开关管的额定电压一般要求高于直流电压的两倍，则功率开关管的额定电压选为800V。
输出滤波电感电流的最大值为11A，那么变压器原边电流最大值为11A/6=1.8A，这也是功率开关管中流过的最大电流。考虑到2倍余量2*1.8A=3.6A。
根据实际情况选择IRFBE30，其参数为800V/4.1A。
6.变压器二次侧整流二极管的设计
（1）额定电压
变压器副边是双半波整流电路，加在整流二极管上的反相电压为
在整流管开关时，有一定的电压震荡，因此要考虑2倍余量，可以选用2*123V=246V的整流管。
（2）额定电流
在双半波整流电路中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是：当变压器副边有电压时，只有一个整流管导通；当变压器副边电压为零时，两个整流管同时导通，可近似认为它们流过的电流相等，即为平均负载电流的一半，可近似计算整流管的电流为：
整流管中流过的最大电流：
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 第3章 课程设计总结
直流稳压电源是工农业设备、仪器仪表、实验室广泛应用的一种电源，研制高效率、稳定性好的稳压电源是人们一直追求的目标。近年来由于全控型、高频电力电子半导体器件和PWM 控制技术已发展到非常高水平, 从而实现开关稳压电源小型化、轻量化、高效率、高精度等优势, 并在很多方面取代传统的调整式直流稳压电源。高频开关稳压电源的变换电路形式有单端正激、单端反激、全桥和半桥等形式。本文设计的半桥型开关稳压电源采用性能稳定的常用PWM 芯片SG3525来进行反馈调整, 电路具有开关管承受的耐压低, 开关器件少, 驱动电路简单等优点。变压器初级在整个周期中都流过电流, 磁芯利用得更充分，它克服了推挽式电路的缺点, 所使用的功率半导体器件耐压要求低、功率半导体器件饱和压降减少到最小、对输入滤波电容使用电压要求也较低。
若能在变压器原边串入耦合电容能有效改善直流偏磁现象,可在100～ 500W 的中功率领域进行广泛应用。
本文所做的研究只是开关电源中的一小部分，在本文研究基础上，可继续研究。
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馆藏&119043
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文档介绍：
-1- 基于PWM控制器KA7500B的开关电源的设计张军涛,尹斌,向东河海大学电气工程学院,南京(210098)E-mail:zjt@摘 要:本文设计了一款开关电源,对电源的结构和主要电路作了详细的讨论。本电源设计采用半桥变换器,其脉宽调制波产生芯片选用的是KA7500B。该电源具有过压,过流保护,短路保护等功能,其运行稳定,可作为测量接地电阻仪器供电电源。关键词:KA7500B,半桥变换器,开关电源1.引言在半桥主电路中,对开关管的耐压要求不高,变压器的利用率高,且没有偏磁问题[1] [2] [5]。所以,半桥变换器在中等功率场合应用广泛。本文介绍的是基于PWM控制器KA7500B的半桥变换器的设计。2.KA7500B芯片简介KA7500B是由三星公司生产的电压型PWM控制器。该芯片含有5V电压基准电路(精度%1±),两个误差放大器,一个双稳态多谐振荡器,一个死区比较器,一个振荡器。该芯片工作频率范围:1KHZ至300KHZ。其内部结构图(图1)如下:图1 KA7500B芯片内部结构图1脚和16脚分别是误差放大器1和误差放大器2的同相输入端,2脚和15脚分别是误差放大器1和误差放大器2的反相输入端。3脚是误差放大器1和误差放大器2公共输出端。4脚是死区控制端,电位高时8脚和11脚输出脉冲被封锁,电位为零时8脚和11脚正常输出脉冲。5脚和6脚分别外接内部振荡器的时基电阻RT和电容CT。7脚是接地端。8脚和11脚是PWM脉冲输出端。12脚是芯片工作电压输入端。13脚是输出控制端。14脚是5V基准电压输出端。-2- 3.开关电源系统设计本文采用KA7500B为控制芯片设计了一款220V输入,12V35A输出的半桥型开关电源。其技术要求如下:输入电压:交流220±10%V,50Hz 。输出电压:额定直流12V 。输出电流:最大35A。输出文波系数:≤0.5% 开关频率sf:30KHz
该半桥型开关电源系统框图如图2所示,输入端为工频交流电压,输出为直流电压。图2半桥型开关电源系统框图3.1 半桥变换器主电路设计图3半桥变换器主电路图半桥变换器主电路图如图3所示。启动电路由R1、C8、C11、T2原边绕组、T1启动绕组(1,2绕组)、R5和R7构成或由R8、R10、R1、C8、C11、T2原边绕组和T1启动绕组-3- (1,2绕组)构成。当直流工作电压inU加在主电路输入端,由于A和B两处的工作电压事实上总有偏差,假如BAUU&此时电流由B点流向A点,T1的启动绕组(1,2绕组)产生感应电压,T1中一副边绕组产生感应电压驱动功率管Q2导通。此时in21U加在T2原边绕组上,T2副边一路绕组输出V2。V2为控制芯片KA7500B提供可靠的工作电压,控制芯片KA7500B开始工作,8脚和11脚输出驱动脉冲(相位相差180度),此时驱动变压器T1输出驱动脉冲驱动开关管Q1和Q2交替导通,在变压器T2的初级形成幅值为in21U的交流方波电压,变压器T2二次侧整流输出平均电压为oU。通过调节开关管的占空比, 就能改变输出平均电压oU。Q1、Q2断态时承受的峰值电压均为inU,由于电容C11的隔直作用,半桥型电路对由于两个开关管导通时间不对称而造成的变压器一次电压的直流分量具有自动平衡作用,因此该电路不容易发生变压器偏磁和直流磁饱和的问题。由R3、C10构成主变压器T2原边吸收回路,用于吸收变压器漏感产生的电压尖峰。3.1.1 高频功率变压器T2主绕组的设计功率变压器作为能量传递、电压变换和实现隔离的部件,在开关电源的设计中占有相当重要的地位。它的性能的优劣不仅影响功率变换器的性能指标,而且也会影响电路工作的可靠性。(1)变压器匝比的计算电压比计算的原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下,输出电压能达到要求的上限,公式如下[2]:UUDU21NomaxmaximinΔ+?≤式中UΔ为电路中的压降。取238V2.1%)101(220Uimin=×?×=,UΔ=2.5V,maxD=0.8,在输出电压12V的情况下代入上式得出变压器匝比为N=6.56,取N=6.5。(2)选取铁心选取材料为PC40磁芯,假设2400cmAJ=,窗口填充系数为0.4用AP法选取磁芯尺寸[3]:AAAP34we????????Δ==TOBfKP4cm= 7.23574cm&7.9875 4cm其中OP=450W输出功率(W),BΔ=0.2T,Tf=30KHz ,K=0.017,2400cmAJ=,窗口填充系数为0.4,选取磁芯规格为ETD49。查手册资料得到Ap=7.9875 4cm,Aw=375.00 2mm,Ae =213.00 2mm。(3)变压器初、次级匝数为了保证在任何条件下磁芯不饱和,设计时应按照最大伏-秒面积计算匝数。因为电路中电压的波形都是方波,所以最大伏-秒面积的计算可以简化为电压和脉冲宽度的乘积。-4- 副边eSOBATUNΔ=22 =5匝,副边取6匝。原边21NNN?==32.5匝,原边取39匝。(4)确定绕组的导线线径和导线股数在选用绕组的导线线径,要考虑导线的集肤效应。为了更有效的利用导线,减小集肤效应的影响,一般要求导线线径小于两倍穿透深度△,即应选用线径r小于2△=0.50mm的铜导线,选用线径为0.41mm漆包线。=?=441..1320 mm2原边最大电流:==(min)(max)(max)2intrOpUPIη4.74A 原边线径股数:=?=wppSJIWN(max)8.9股副边电流最大有效值:==2(max)sec(max)OII24.75A 副边股数:=?=wSJIWNsec(max)sec47股由于考虑磁芯尺寸限制,冷却方式以及该变换器应用场合,可将原边和副边股数分别改为7股和37股。为了减小漏感以及邻近效应,这里采用三明治绕法。3.1.2 辅助绕组设计(1)提供芯片工作电压V2绕组设计:为了保证芯片正常工作,选取6'=N。经计算V2V1.19min=,V2V4.23max=,在芯片工作范围内。5.4'13==NNN匝,取6.5匝。导线线径取为0.41mm,股数取为1股。(2)提供风扇供电绕组设计:风扇工作额定电压为12V,取7''=N。匝数为4''14≈=NNN匝。导线线径取为0.41mm,股数取为1股。3.1.3 器件选择(1)功率开关管器件选择在允许过载5A的情况下,最大原边电流为:ANIioP15.65.640maxmax===功率管承受最大电压为:VUVinCE340%)101(2204.1maxmax=+××==选用2SC3320作为主功率开关管,它的得主要参数为AIC15=,VVCE400max=。(2)副边整流二极管选择-5- 整流二极管反向承受电压:VNUViDR6.445.6290maxmax===流过二极管的最大峰值电流:AIIIoD1maxmax=××+=Δ+=∧∧选用S60SC6M作副边整流二极管,它的主要参数为最大反向耐压值60V,平均通态电流为60A。(3)输出电1
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