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§1 半导体基础知识 物质按导电性能可分为导体、绝缘体和半导体。 物质的导电性能取决于原子结构。导体一般为低价元素，绝缘体一般为高价 元素和高分子物质，半导体一般为外层电子为 4。 半导体的导电性能介于导体和绝缘体之间，所以称为半导体。 一、本征半导体 本征半导体：纯净晶体结构的半导体称为本征半导体。 本征半导体的物质结构：常用的半导体材料是硅和锗，它们都是四价元素， 在原子结构中最外层轨道上有四个价电子。在晶体中，每个原子都和周围的 4 个原子用共价键的形式互相紧密地联系起来。 自由电子与空穴： 共价键中的价电子由于热运动而获得一定的能量， 其中少 数能够摆脱共价键的束缚而成为自由电子，同时必然在共价键中留下空位，称为 空穴。空穴带正电。 半导体的导电性： 在外电场作用下， 自由电子产生定向移动， 形成电子电流； 另一方面，价电子也按一定方向依次填补空穴，即空穴产生了定向移动，形成所 谓空穴电流。 载流子：由此可见，半导体中存在着两种载流子：带负电的自由电子和带正 电的穴。本征半导体中自由电子与空穴是同时成对产生的，因此，它们的浓度是 相等的。我们用 n 和 p 分别表示电子和空穴的浓度，即 ni=pi，下标 i 表示为本征 半导体。 载流子的浓度：价电子在热运动中获得能量摆脱共价键的束缚， 产生电子― 空穴对。同时自由电子在运动过程中失去能量，与空穴相遇，使电子―空穴对消 失，这种现象称为复合。在一定的温度下，载流子的产生与复合过程是相对平衡 的，即载流的浓度是一定的。本征半导体中的载流子浓度，除了与半导体材料本 身的性质有关以外，还与温度有关，而且随着温度的升高，基本上按指数规律增 加。所以半导体载流子的浓度对温度十分敏感。 半导体的导电性能与载流子的浓度有关， 但因本征载流子在常温下的浓度很 低，所以它们的导电能力很差。 二、杂质半导体 本征半导体中虽然存在两种载流子，但因本征载流子的浓度很低，所以它们 的导电能力很差。当我们人为地、有控制地掺入少量的特定杂质时，其导电性将 产生质的变化。掺入杂质的半导体称为杂质半导体。 1．N 型半导体 在本征半导体中掺入微量 5 价元素，如磷、锑、砷等，则原来晶格中的某些 硅(锗)原子被杂质原子代替。由于杂质原子的最外层有 5 个价电子，因此它与周 围 4 个硅(锗)原子组成共价键时，还多余 1 个价电子。它不受共价键的束缚，而 只受自身原子核的束缚，因此，它只要得到较少的能量就能成为自由电子，并留 下带正电的杂质离子，它不能参与导电。由于杂质原子可以提供自由电子，故称 为施主原子(杂质) 这种杂质半导体中电子浓度比同一温度下的本征半导体中的 电子浓度大好多倍， 这就大大加强了半导体的导电能力，我们把这种掺杂的半导 体称为 N 型半导体。 N 型半导体中电子浓度远远大于空穴的浓度， nn&&pn(下 在 即 标 n 表示是 N 型半导体)， 主要靠电子导电， 所以称自由电子为多数载流子(多子)； 空穴为少数载流子(少子)。 2．P 型半导体在本征半导体中，掺入微量 3 价元素，如硼、镓、铟等，则原来晶格中的某 些硅(锗)原子被杂质代替。杂质原子的三个价电子与周围的硅原子形成共价键时， 出现一个空穴， 在室温下这些空穴能吸引邻近的价电子来填充，使杂质原子变成 带负电荷的离子。这种杂质因能够吸收电子被称为受主原子(杂质)，这种杂质半 导体中空穴是多数载流子，而自由电子是少数载流子。被称为 P 型半导体。 §2 PN 结 在一块本征半导体上，用工艺的方法使其一边形成 N 型半导体，加一边形 成 P 型半导体，则在两种半导体的交界处形成了 PN 结。PN 结是构成其它半导 体的器件的基础。 一、异型半导体的接触现象1．扩散：由于浓度不同产生的运动；由于扩散产生空间电荷区，也产生电 场(自建电场)。 2．漂移：在自建电场的作用下，截流子也在电场力的作用下运动，称为漂 移。 3．动态平衡：扩散运动和漂移运动的作相等 4．耗尽层：阻挡层；空间电荷区 二、PN 结的单向导电特性 在 PN 结外加不同方向的电压，就可以破坏原来的平衡，从而呈现出单向导 电特性。 1．PN 结外加正向电压 若将电源的正极接 P 区，负极接 N 区，则称此为正向接法或正向偏置。此 时外加电压在阻挡层内形成的电场与自建电场方向相反，削弱了自建电场，使阻 挡层变窄。扩散作用大于漂移作用，在电源的作用下，多数载流子向对方区域扩 散形成电流，其方向由电源正极通过 P 区、N 区到达电源负极。 2．PN 结外加反向电压 若将电源的正极接 N 区，负极接 P 区，则称此为反向接法或反向偏置。此 时外加电压在阻挡层内形成的电场与自建电场方向相同，增强了自建电场，使阻 挡层变宽。此时漂移作用大于扩散作用，少数载流子在电场作用下作漂移运动， 由于电流方向与加正向电压时相反，故称为反向电流。由于反向电流是由少数载 流子所形成的，故反向电流很小，而且当外加超过零点几伏时，少数载流子基本 全被电场拉过去形成漂移电流，此时反向电压再增加，载流子数也不会增加，因 此反向电流也不会增加，故称为反向饱和电流，即 ID＝－IS 可见，PN 结加正向电压，处于导通状态；加反向电压，处于截止状态，即 PN 结具有单向导电特性。 三、PN 结的击穿 PN 结处于反向偏置时，在一定电压范围内，流过 PN 结的电流是很小的反 向饱和电流。但是当反向电压超过某一数值(UB)后，反向电流急剧增加，这种现 象称为反向击穿，UB 称为击穿电压。PN 结的击穿分为雪崩击穿和齐纳击穿。1．雪崩击穿 当反向电压足够高时， 阻挡层内电场很强，少数载流子在结区内受强烈电场 的加速作用，获得很大的能量，在运动中与其它原子发生碰撞时，有可能将价电 子打出共价键，形成新的电子、空穴对。这些新的载流子与原先的载流一道，在 强电场作用下碰撞其它原子打出更多的电子、空穴对，如此链锁反应，使反向电 流迅速增大，这种击穿称为雪崩击穿。 2．齐纳击穿 所谓齐纳击穿，是指当 PN 结两边掺入高浓度杂质时，其阻挡层宽度很小， 即使外加反向电压不太高（一般为几伏） ，在 PN 结内就可形成很强的电场（可 6 达到 2×10 V/cm） ，将共价键的价电子直接拉出来。产生电子－空穴对，使反向 电流急剧增加，出现击穿（齐纳击穿）现象。 对硅材料的 PN 结，击穿电压 UB 大于 7 伏时通常是雪崩击穿，小于 4 伏时 通常是齐纳击穿；UB 在 4 伏和 7 伏之间时两种击穿均有。由于击穿破坏了 PN 结的单向导电性，因此一般使用时应避免出现击穿现象。 需要指出的是，发生击穿并不意味着 PN 结被损坏。当 PN 结反向击穿时， 只要注意控制反向电流的数值（一般通过串接电阻 R 实现） ，不使其过大，以免 因过热而烧坏 PN 结，当反向电压降低时，PN 结的性能就可以恢复正常。稳压 二极管正是利用了 PN 结的反向击穿特性来实现的， 当流过 PN 结的电流变化时， 结电压 UB 保持基本不变。 五、半导体二极管 半导体二极管是由 PN 结加上引线和管壳构成。 1．二极管的种类 按材料分：硅二极管和锗二极管 按结构分： ⑴ 接触二极管 它的特点是结面积小，因而结电容小，适 用于高频下工作。主要应用于小电流的整流和 检波、混频等。⑵面接触二极管 它的特点是结面积大，因而能通过较大的电流，但结电容也大，只能工作在 较低频率下，可用于整流。 硅平面型二极管 结面积大的，可通过较大的电流，适用于大功率整流；结面积小的，结电容 小，适用于在脉冲数字电路中作开关管。 二极管的符号如右图所示。 阴极引线 2．二极管的特性二极管本质是就是一个 PN 结，但是对于真实的二极管器件，考虑到引线电 阻和半导体的体电阻及表面漏电等因素的影响。 二极管的特性与 PN 结略有差别。 实测特性曲线如书上所示。 ⑴ 向特性 正向电压低于某一数值时，正向电流很小，只有当正向电压高于某一值后， 才有明显的正向电流。该电压称为导通电压，又称为门限电压或死区电压，用 Uon 表示。在室温下，硅管的 Uon 约为 0.6～0.8V，锗管的 Uon 约为 0.1～0.3V。 通常认为，当正向电压 U&Uon 时，二极管截止；U&Uon 时，二极管导通。 ⑵ 向特性 二极管加反向电压，反向电流数值很小，且基本不变，称为反向饱和电流。 硅管的反向饱和电流为纳安(nA)数量级，锗管为微安数量级。当反电压加到一定 值时，反向电流急剧增加，产生击穿。普通二极管反向击穿电压一般在几十伏以 上（高反压管可达几千伏） 。 3．二极管的主要参数 描述器件的物理量，称为器件的参数。它是器件特性的定量描述，也是选择 器件的依据。各种器的的参数可由手册查得。二极管的主要参数有： ⑴ 大整流电流 IF。 它是二极管允许通过的最大正向平均电流。 工作时应使平均工作电流小于 IF， 如超过 IF，二极管将过热而烧毁。此值取决于 PN 结的面积、材料和散热情况。 ⑵ 大反向工作电压 UR 这是二极管允许的最大工作电压，当反向电压超过此值时，二极管可能被击 穿。为了留有余地，通常取击穿电压的一半作为 UR。 ⑶ 向电流 IR 指二极管未击穿时的反向电流值。此值越小，二极管的单向导电性越好，由 于反向电流是由少数载流子形成，所以 IR 值受温度的影响很大。 ⑷ 高工作频率 fM。 fM 的值主要取决于 PN 结结电容的大小，结电容越大，则二极管允许的最高 频率越低。 六、稳压二极管 1．稳压二极管的原理 稳压二极管的工作原理是利用 PN 结的击穿特性。 由二极管的特性曲线可知， 如果二极管工作在反向击穿区，则当反向电流在较大范围内变化Δ I 时，管子两 端电压相应的变化Δ U 却很小，这说明它具有很好的稳压特性。在电路中的符号 为 2．用稳压二极管组成稳压电路 稳压管组成的简单的稳压电路如下图所示 ⑴电路原理 ⑵强调几个问题 ①稳压二极管正常工作是在反向击穿状态， 即外加电源正极接稳压二极管的 N 区(负极)，电 源负极接稳压二极管的 P 区(正极)。 ②稳压管应与负载并联。 ③必须限制流过稳压管的电流 Iz，使其不超 过规定值。④还应保证流过稳压管的电流 Iz 大于某一数值(稳定电流)，以确保稳压管有 良好的稳压特性。 ⑤使用稳压管时限流电阻不可少，它保证③④项内容。选好限流电阻是保证 稳压电路正常工作的前题。 3．稳压二极管的主要参数 ⑴稳定电压 Uz 稳定电压是稳压管工作在反向击穿时的稳定工作电压。 由于稳定电压随工作 电流的不同而略有变化，因而测试 Uz 时应使稳压管的电流为规定值。 稳定电压 Uz 是根据要求挑选稳压管的主要依据之一。不同型号的稳压管， 其稳定电压值不同。同一型号的管子，由于制造工艺的分散性，各个管子的 Uz 值也有小的差别。 ⑶ 定电流 Iz 稳定电流是指使稳压管正常工作时的最小电流，低于此值时稳压效果较差。 工作时应使流过稳压管的电流大于此值。一般情况是，工作电流较大时，稳压性 能较好，但电流要受管子的功耗限制，即 Izmax=Pz/Uz。有时有给出最大稳定电流 ⑶电压温度系数α α 指稳压管温度变化 1℃时，所引起的稳定电压变化的百分比。 一般情况下，稳定电压大于 7V 的稳压管，α 为正值。而稳定小于 4V 的稳 压管，α 为负值。稳定电压在 4～7V 间的稳压管，其α 较小，即稳定电压值受 温度影响较小，性能比较稳定。 ⑷ 态电阻 rz rz=Δ U/Δ Irz 越小，则稳压性能越好。 ⑸ 定功耗 Pz Pz=UI 七、二极管的应用 二极管的运用基础，就是二极管的单向导电特性，因此，在应用电路中，关 键是判断二极管的导通或截止。二极管导通时一般用电压源 UD=0.7V(硅管，如 是锗管用 0.3V)代替，或近似用短路线代替。截止时，一般将二极管断开，即认 为二极管反向电阻为无穷大。 1．整流电路 在第十章讨论。 2．限幅电路 ⑴什么是限幅电路(限幅电路的功能) 当输入信号电压在一定范围内变化时，输出电压随输入电压相应变化；当输 入电压超出该范围时，输出电压保持不变，这就是限幅电路。 ⑵限幅电平和上下限幅 限幅电平：通常将输出电压开始不变的电压值称为限幅电平。 上限幅： 当输入电压高于限幅电平时， 输出电压保持不变的限幅称为上限幅。 下限幅： 当输入电压低于限幅电平时， 输出电压保持不变的限幅称为下限幅。 ⑶限幅电路 3．二极管门电路 二极管组成门电路，可实现一定的逻辑运算。如 图所示，该电路中只要有一路输入信号为低电平，输 出即为低电平；仅当全部输入为高电平时，输出才为高电平，这在逻辑运算中称为“与”运算。 八、其它二极管 1．发光二极管 发光二极管简称 LED(light-emitting diode)， 它是一种将电能转换为光能的半 导体器件，由化合物半导体制成。符号如课本所示。它也是由一个 PN 结组成， 当加正向电压时， 区和 N 区的多数载流子扩散至对方与少子复合， P 复合过程中， 有一部分发光子的形式放出，使二极管发光。 关于发光二极管作以下说明： ①发光二极管常用显示器件如指示灯等。 ②工作时加正向电压 ③要加限流电阻，工作电流一般为几毫安至几十毫安，电流大，发光强。 ④发光二极管导通时管压降为 1.8V～2.2V。 2．光电二极管 光电二极管是将光能转换为电能的半导体器件。光电二极管被光照射时，产 生大量的电子-空穴，从而提高了少子的浓度，在反向偏置下，产生漂移电流， 从而使反向电流增加。这时外电路的电流随光照的强弱而改变。 说明一点的是光电二极管应用时反向偏置。 3．光电耦合器件 将光电二极管和发光二极管组合起来可构成二极管光电耦合器。 它以光为媒 介传递电信号。 4．变容二极管 利用 PN 结的势垒电容随外加反向电压的变化特性可制成变容二极管。变容 二极管主要用于高频电子线路，如电子调谐器等。应用是它也是加反向电压。 §3 半导体三极管 半导体三极管又称为晶体管、双极性三极管。它是组成各种电子电路的核心 器件。三极管有三个电极。 一、三极管的结构及类型三极管是由两个 PN 结组成， PN 结的组成方式， 按 三极管有 PNP 型和 NPN 型两种类型。 从结构上看，三极管内部有三个区域，分别称为发射区、基区和集电区，并 相应地引出三个电极，发射极(e)、基极(b)和集电极(c)。三个区形成的两个 PN 结分别称为发射结和集电结。 常用的半导体材料有硅和锗，因此三极管有四种类型。它们对应的系列为： 3A(锗 PNP) 3B(锗 NPN) 3C(硅 PNP) 3D(硅 NPN) 由于硅 NPN 三极管用得最广，在今后无说明时，即为硅 NPN 三极管。二、三极管的三种连接方式 因为放大器一般为 4 端网络， 而三极管只有 3 个电极， 所以组成放大电路时， 势必要有一个电极作为输入与输出信号的公共端。根据所选公共端电极的不同， 有以下三种连接方式。⑴共基极、⑵共发射极、⑶共集电极。三、三极管的放大作用 1. 三极管实现放大的结构要求和外部条件 ⑴结构要求 ①发射区重掺杂，多数载流子电子浓度远大于基区多数载流子空穴浓度。 ②基区做的很薄，通常只有几微米到几十微米，而且是低掺杂。 ③集电极面积大，以保证尽可能收集到发射区发射的电子。 ⑵外部条件 外加电源的极性应使发射结处于正向偏置；集电结处于反向偏置状态。 复习电源、电流、非静电力等概念。 3. 电流分配 载流子运动即形成电流，相应的各极的电流如图和下面各式 I ? I Cn ? I CBO 集电极电流： C I ? I En ? I Ep ? I En ? I Cn ? I Bn 发射极电流： E 基极电流： I B ? I Bn ? I CBO 5. 共发射极直流电流放大系数 ? 如将基极作为输入，集电极作为输出，我们希望知道 IC 与 IB 的关系 当 I C ?? I CEO 时??IC IB一般三极管的 ? 约为几十～几百。 ? 太小，管子的放大能力就差， ? 过大， 则管子不够稳定。 四、三极管的特性曲线 三极管外部各极电压电流的相互关系， 当用图形描述时称为三极管的特性曲 线。它即简单又直观，全面地反映了各极电流与电压之间的关系。特性曲线与参 数是选用三极管的主要依据。所以很好地理解三极管特性曲线。 1. 输入特性 当 UCE 不变时，输入回路中的电流与 IB 与 电压 UBE 之间的关系曲线称为输入特性，即 I B ? f (U BE ) U ?常数CEUCE＝0V 时，从三极管的输入回路看，相当于两个 PN 结的并联，当 b、e 间；加上正电压时，三极管的输入特性就是两 个正向二极管的伏安特性。 UCE≥1V， e 间加正电压， b、 此时集电极电位比基极高， 集电结为反向偏置， 阻挡层变宽，基区变窄，基区电子复合减少，故基极电流 IB 下降。与 UCE＝0V 时相比，在相同条件下，IB 要小得多。结果输入特性曲线将右移。 2. 输出特性 当 IB 不变时，输出回路中的电流 IC 与电压 UCE 之间的关系曲线称为输出特 性。I C ? f (U CE ) I B ?常数固定一个 IB 值， 得一条输出特性曲线， 改变 IB 值，可提一簇输出特性曲线。在输 出特性曲线上可以划分为三个区域。 ⑴截止区 IB≤0 的区域称为截止区 在截止区，集电结和发射结均处于反 向偏置。 即 UBE&0、UBC&0 ⑵放大区 发射结正向偏置，集电结反向偏置。 对 于 硅 NPN 型 三 极 管 ， UBE ≥ 0.7 UBC&0 △I = ? △IC B⑶饱和区 在靠近纵轴附近，各条输出曲线的上升部分属于饱和区，在这个区域，不同 IB 值的各条曲线几乎重叠在一起。C 不再随 IB 变化， I 此时三极管失去了放大作用。 发射结和集电结都处于正向偏置状态。对 NPN 型三极管， UBE&0 UBC&0 临界饱和：UCE=UBE 即 UCB=0 时 过饱和：UCE&UBE 在深度饱和时，小功率管的管压降为 UCES 通常小于 0.3V 五、三极管的主要参数 1．电流放大系数 ⑴共发射极交流电流放大系数β???I C ?I BU CE ? 常数⑵共发射极直流电流放大系数 ? I ?I I ? ? C CEO ? C IB IB ⑶共基极交流电流放大系数α???I C ?I E⑷共基极直流电流放大系数 ???IC IE2．极间反向电流 ⑴集电极-基极反向饱和电流 ICBO ⑵集电极-发射极穿透电流 ICEO 这两项越小，管子质量越高。 3．极限参数 ⑴集电极最大允许电流 ICM 由于三极管的电流放大系数β 值与工作电流有关， 工作电流太大， 就下降， β 使三极管的性能下降， 也使放大的信号产生严重失真。一般定义当β 值下降为正 常值的 1/3～2/3 时的 IC 值为 ICM。 ⑵集电极最大允许功率损耗 PCM PC=ICUCE PC &PCM 为安全区 PC&PCM 为过耗区 4．反向击穿电压 BUCBO―发射极开路时，集电极-基极间的反向击穿电压。 BUCEO―基极开路时，集电极-发射极间的反向击穿电压。 BUCER―基射极间接有电阻 R 时，集电极-发射极间的反向击穿电压。 BUCES―基射极间短路时，集电极-发射极间的反向击穿电压。 BUEBO―集电极开路时，发射极-基极间的反向击穿电压，此电压一般较小。 仅有几伏左右。 上述电压一般存在如下关系： BUCBO&BUCES&BUCER&BUCEO&BUEBO 三极管应工作在安全工作区。UCE&BUCEO 六、温度对三极管参数的影响 由于半导体的载流子浓度受温度影响， 因而三极管的参数也会受温度的影响。 这将严重影响到三极管电路的热稳定性。 通常三极管的如下参数受温度影响比较 明显。 1．温度对 UBE 的影响 输入特性曲线随温度升高向左移动。即 IB 不变时，UBE 将下降，其变化规律 是温度每升高 1℃，UBE 减小 2～2.5mV 2．温度对 ICBO 的影响 ICBO 是由少数载流子形成的。当温度上升时，少数载流子增加，故 ICBO 也上 升。其变化规律是，温度每上升 10℃，ICBO 约上升 1 倍。ICEO 随温度的变化规律 大致与 ICBO 相同。在输出特性曲线上，温度上升，曲线上移。 3．温度对β 的影响 β 随温度的升高而增大，变化的规律是：温度每升高 1℃，β 值增大 0.5～1%。在输出特性曲线上，曲线间的距离随温度升高而增大。 综上所述，温度对 UBE、ICBO、β 的影响，均使 IC 随温度上升而增加，这将 严重影响三极管的工作状态。 返回＞＞第二章放大电路分析基础实际中常常需要把一些微弱信号，放大到便于测量和利用的程度。例如，从 收音机天线接收到的无线电信号或者从传感器得到的信号， 有时只有微伏或毫伏 的数量级，必须经过放大才能驱动扬声器或者进行观察、记录和控制。 所谓放大，表面上是将信号的幅度由小增大，但是，放大的实质是能量的转 换，即由一个较小的输入信号控制直流电源，使之转换成交流能量输出，驱动负 载。§1 放大电路工作原理一、放大电路的组成原理以共发射极放大电路为例 放大电路的组成的原则是： ⑴为保证三极管工作在放大区， 发射结必须正向偏置；集电结必须反 向运用。 ⑵电路中应保证输入信号能加至 三极管的发射结，以控制三极管的电流。同时，也要保证放大了的信号从电路中 输出。 耦合电容(隔直电容)的作用：使交流信号顺利通过，而无直流联系。耦合电容容量较大，一般采用电解电容器，而电解电容分正负极，接反就会损坏。 上图是 NPN 型三极管组成的放大电路，若用 PNP 型，则电源和电解电容极 性反接就可以了。 实际中，为了方便，采用单电源，如下左图。习惯画法如下右图。二、直流通路和交流通路当输入信号为零时，电路只有直流电流；当考虑信号的放大时，我们应考虑 电路的交流通路。所以在分析、计算具体放大电路前，应分清放大电路的交、直 流通路。 由于放大电路中存在着电抗元件，所以直流通路和交流通路不相同。 直流通路：电容视为开路，电感视为短路 交流通路：电容和电感作为电抗元件处理，一般电容按短路处理，电感按开 路处理。直流电源因为其两端的电压固定不变，内阻视为零，故在画交流通路时 也按短路处理。要求同学能画出一个放大电路的直流通路和交流通路。 下面我们画出基本共 发射极电路的交、直流通路。 同样，放大电路的分析也包含两部分 直流分析：又称为静态分析，用于求出电路的直流工作状态，即基极直流电 流 IB；集电极直流电流 IC；集电极与发射极间的直流电压 UCE。 交流分析： 又称为动态分析， 用来求出电压放大倍数、 输入电阻和输出电阻。§2放大电路的直流工作状态放大电器核心器件是具有放大能力的三极管，而三极管要保证在放大区，其 e 结应正向偏置，c 结应反向偏置，即要求对三极管设置正常的直流工作状态， 如何计算出一个放大电路的直流工作状态，是本节讨论的主要问题。 直流工作点，又称静态工作点，简称 Q 点（Quiescent [??????????] adj.静止的） 。它可通过公式求出，也可以通过作图的方法求出。一、解析法确定静态工作点根据放大电路的直流通路，可以估算出该放大电路的静态工作点。 求静态工作点就是求 IBICUCE 1. 求 IBI BQ ? U CC ? U BE Rb由于三极管导通时，UBE 变化很小，可视为常数。一般地 硅管 UBE＝0.6～0.8V 取 0.7V 锗管 UBE＝0.1～0.3V 取 0.2V当 UCC、Rb 已知，可求出 IBQ 2. 求 ICI CQ ? ?I BQ3. 求 UCEU CEQ ? U CC ? I C RC二、图解法确定静态工作点三极管电流、 电压关系可用其输入特性曲线和输出特性曲线表示。我们可以 在特性曲线上，直接用作图的方法来确定静态工作点。 图解法求 Q 点的步 骤： 1. 在输出特性曲线 所在坐标中，按直流负 载线方程 uCE ? U CC ? iC RC ,作出 直流负载线。 2. 由基极回路求出 IBQ i ? I BQ 3. 找 出 B 这 一条输出特性曲线与直 流负载线的交点即为 Q 点。读出 Q 点的电流、 电压即为所求。【例】如下图电路，已知 Rb=280kΩ ，Rc=3kΩ ，Ucc=12V，三极管的输出特 性曲线也如下图所示，试用图解法确定静态工作点。 解：首先写出直流负载方程，并做出直流负载线 uCE=UCC－iCRc iC=0，uCE=UCC=12V，得 M 点；uCE=0，iC=UCC/Rc=12/3=4mA，得 N 点；连 接 MN，即得直流负载线。I BQ ?U CC ? U BE 12 ? 0.7 ? ? 0.04 mA ? 40 ?A Rb 280 ? 10 3直流负载线与 iB=IBQ=40μ A 这一条特性曲线的交点，即为 Q 点，从图上可得 ICQ=2mA，UCEQ=6V。三、电路参数对静态工作点的影响在后面我们将看到静态工作点的位置十分重要， 而静态工作点与电路参数有 关。下面将分析电路参数 Rb、Rc、UCC 对静态工作点的影响，为调试电路给出理 论指导。 1. Rb 对 Q 点的影响 Rb↑→IBQ↓→工作点沿直流负载线下移Rb↓→IBQ↑→工作点沿直流负载线上移 2. RC 对 Q 点的影响 RC 的变化，仅改变直流负载线的 N 点，即仅改变直流负载线的斜率。 RC↓→N 点上升→直流负载线变陡→工作点沿 ib=IBQ 这一条特性曲线右移 RC↑→N 点下降→直流负载线变平坦→工作点沿 ib=IBQ 这一条特性曲线左移 3. UCC 对 Q 点的影响 UCC 的变化不仅影响 IBQ，还影响直流负载线，因此，UCC 对 Q 点的影响较 复杂。 UCC↑→IBQ↑→M↑→N↑→直流负载线平行上移→工作点向右上方移动 UCC↓→IBQ↓→M↓→N↓→直流负载线平行下移→工作点向左下方移动 实际调试中， 主要通过改变电阻 Rb 来改变静态工作点， 而很少通过改变 UCC 来改变工作点。§3 放大电路的动态分析我们讨论当输入端加入信号 ui 时，电路的工作情况。由于加进了输入信号， 输入电流 iB 不会静止不动，而是变化的。这样三极管的工作状态将来回移动，故 又将加进输入交流信号时的状态称为动态。一、图解法分析动态特性通过图解法，我们将画出对应输入波形时的输出电流和输出电压的波形。 R ' ? RC // RL 由于交流信号的加入，此时应按交流通路来考虑。交流负载 L 。 在信号的作用下。 三极管的工作状态的移动不再沿直流负载线，而是按交流负载 线移动。因此，分析交流信号前。应先画出交流负载线。 1. 画交流负载线 交流负载线具有如下两个特点 ⑴交流负载线必通过 Q 点，因为当输入信号 ui 的瞬时值为零时，如忽略电 容 C1 和 C2 的影响，则电路状态和静态相同。 ' ⑵交流负载线的斜率由 RL 决定。' 因此，按上述特点，可做出交流负载线，即通过 Q 点，作一条 ?U / ?I ? RL 的直线，就是交流负载线。 具体作法如下： ' 首先作一条 ?U / ?I ? RL 的辅助线(此线有无数条)，然后过 Q 点作一 条平行于辅助线的直线即为交流负载 线。 R ' ? RC // RL R ' ? RC 由于 L ， 所以 L ， 故一般情况下交流负载线比直流负载 线陡。 交流负载线的另外一种作法： 交流负载线也可以通过求出交流 负载线在 uCE 坐标的截距，再与 Q 点 U' 相连即可得到。设截距点为 CC ，则有： ' ' U CC ? U CEQ ? I CQ RL 推导过程如下：' ?U U CC ? U CEQ ' ? ? ? RL ?I 0 ? I CQ' ' U CC ? U CEQ ? I CQ RL ' ' U CC ? U CEQ ? I CQ RL例：如下图所示电路，做出交流负载线。已 知 Rb=280kΩ ，Re=3kΩ ，UCC=12V，RL=3kΩ 。解： ⑴首先做出直流负载线，求出 Q 点。 ⑵做出交流负载线的辅助线 ' RL ? RC // RL ? 1.5k??U ' ? ? RL ? 1.5k? ?I 取Δ U=6V 可得Δ I=4mA，连接这两点即为交流负载线的辅助线。 ⑶过 Q 点做辅助线的平行线，即为交流负载线。 也可以用： ' ' U CC ? U CEQ ? I CQ RL ? 6 ? 2 ? 1.5 ? 9V做出交流负载线。 2. 画输入输出的交流波形图 ui ? U im sin ?t u BE ? U BEQ ? ui ? U BEQ ? U im sin?tiB ? I BQ ? ib ? I BQ ? I bm sin ?t设电路使I bm ? 20 ?A则：iB ? 40 ? 20 sin?t (?A) 从图 2―8 可读出相应的数据，画出波形，数据如下表所示 ωt 0π π /2 π 3π /2 2π iB/uA 40 60 40 20 40IC/mA UCE/V 2 6 3 4.5 2 6 1 7.5 2 6ui ? U im sin ?t u BE ? U BEQ ? ui ? U BEQ ? U im sin?tiB ? I BQ ? ib ? I BQ ? I bm sin ?tiC ? I CQ ? ic ? I CQ ? I cm sin ?t uCE ? U CEQ ? uce ? U CEQ ? U cem sin(?t ? ? )ic、ib、ube 三者同相，uce 与它们的相位相反。即输出电压与输入电压相位是 相反的，这是共发射极放大电路的特征之一。二、放大电路的非线性失真作为对放大电路的要求， 应使输出电压尽可能的大，但它受到三极管非线性 的限制，当信号过大或工作点选择不合适，输出电压波形将产生失真。这些失真 是由于三极管的非线性(特性曲线的非线性)引起的失真，所以称为非线性失真。 1. 由三极管特性曲线非线性引起的失真 非线性失真。 ⑴输入特性曲线弯曲引起的失真。 ⑵输出曲线簇上疏下密引起的失真。⑶输出曲线簇上密下疏引起的失真。 ⑷输出曲线弯曲也引起失真。2. 工作点不合适引起的失真 截止失真和饱和失真。 ⑴截止失真 当工作点设置过低(IB 过小)，在输入信号的负半周，三极管的工作状态进入 截止区。因而引起 iB、iC、uCE 的波形失真，称为截止失真。 对于 NPN 型共 e 极放大电路， 截止失真时， 输出电压 uCE 的波形出现顶部失 真。对于 PNP 型共 e 极放大电路，截止失真时，输出电压 uCE 的波形出现底部失 真。 ⑵饱和失真 当工作点设置过高(IB 过大)，在输入信号的正半周，三极管的工作状态进入 饱和区。因而引起 iC、uCE 的波形失真，称为饱和失真。 对于 NPN 型共 e 极放大电路， 饱和失真时， 输出电压 uCE 的波形出现底部失 真。对于 PNP 型共 e 极放大电路，饱和失真时，输出电压 uCE 的波形出现顶部失 真。3．最大不失真输出电压幅值 Umax(或最大峰―峰 Up-p)由于存在截止失真和饱和失真，放大电路存在最大不失真输出电压幅值 Umax(或最大峰―峰 Up-p) 最大不失真输出电压是指： 当直流工作状态已定的前提下，逐渐增大输入信 号，三极管尚未进入截止或饱和时，输出所能获得的最大不失真电压。 如 ui 增大首先进入饱和区，则最大不失真输出电压受饱和区限制，则 U cem ? U CEQ ? U ces 如 ui 增大首先进入截止区，则最大不失真输出电压受截止区限制，则 ' U cem ? I CQ ? RL 最大不失真输出电压值，选取其中小的一个。三、微变等效电路微变等电路法的基本思想是：当输入信号变化的范围很小时，可以认为三极 管电压、电流变化量之间的关系基本上是线性的。即在一个很小的范围内，输入 特性输出特性均可近似地看作是一段直线。因此，就可以给三极管建立一个小信 号的线性模型。这就是微变等效电路。利用微变等效电路，可以将含有非线性元 件(三极管)的放大电路，转化为我们熟悉的线性电路，然后，就可利用电路分析 的有关方法求解。 1. 三极管的 h 参数微变等效电路 三极管处于共发射极状态时， 输入回路和输出回路各变量之间的关系由以下 形式表示。 u ? f (iB , uCE ) 输入特性： BE ⑴ iC ? f (iB , uCE ) 输出特性： ⑵式中 iB、iC、u BE 、uCE 代表各电量的总瞬时值，为直流分量和交流瞬时值之 和，即： iB ? I BQ ? ib u BE ? U BE ? ube iC ? I CQ ? ic uCE ? U CEQ ? uce ， ， ， u BE 和iC ，则有 用全微分形式表示duBE ? diC ?令?u BE ?iB ?iC ?iBdiB ?U CEQ?u BE ?uCEduCEI BQ⑶diB ?U CEQ?iC ?uCEduCEI BQ⑷h11 ? h21 ?则： duBE ? h11diB ? h12 duCE diC ? h21diB ? h22 duCE i ? I BQ ? ib 前已指出 B ， diB 而 di ? i 代表其变化量，故 B b ，同理 有 duBE ? ube，diC ? ic，duCE ? uce 当输入为正弦量并用有效值表示 时，则有 U be ? h11I b ? h12U ceI c ? h21I b ? h22U ce?u BE ?iB ?iC ?iBh12 ?U CEQ?u BE ?uCE ? iC ?u CEI BQh22 ?U CEQI BQ⑸⑹ 根据上两式可以画出共 e 极时的三极管的微变等效电路。 2. h 参数的意义和求法(hybrid) hybrid [????????]n.杂种, 混血儿, 混合物 adj.混合的, 杂种的h11 ? h12 ? h21 ? h22 ??uBE ?iB U ?uBE ?uCE ?iC ?iB U ?iC ?uCE?CEQ?uBE ?iB U? rbeCEQ三极管输出交流短路时输入电阻。?I BQ?uBE ?uCE ?iC ?iB UI BQ三极管输入交流开路时电压反馈系数?CEQ??CEQ三极管输出交流短路时的电流放大系数β?I BQ三极管输入开路时的输出导纳 由于 h12、h22、是uCE 变化通过基区宽度变化对iC 及u BE 的影响，一般这个影响I BQ?iC ?uCE很小，可忽略不计。⑸、⑹式可简化为 U be ? h11 I b I c ? h21I b r ? h ，?＝h21 令 be 11 ，并用有效值代替 各变化量，可得三极管的简化等效电路。 U be ? rbe I b I c ? ?I b求 rbeU be ? I b rbb' ? I e re I e ? (1 ? ? ) I b U BE ? I b rbb' ? (1 ? ? ) I b re ? I b [rbb' ? (1 ? ? )re ] U rbe ? be ? rbb' ? (1 ? ? )re Ibre ?rbe ?26(mV ) 26 ? (?) I EQ (mA) I EQU be 26 ? rbb' ? (1 ? ? ) (? ) Ib I EQ四、三种基本组态放大电路的分析微变等效电路，主要用于放大电路动态特性分析，三极管有三种接法，故放 大电路也有三种基本组态， 各种实际放大电路都是这三种基本放大电路的变型及 组合。 1. 放大电路的性能指标 放大电路的性能指标有许多种， 我们只介绍几个反映放大器性能的基本性能 指标。 ⑴电压放大倍数 Au 电压放大倍数， 是衡量放大电路的电压放大能力的指标。它定义为输出电压 的幅值或有效值与输入电压幅值或有效值之比，有时也称为增益。 U Au ? o Ui有时亦定义源电压放大倍数 Aus，它表示输出电压与信号源电压幅值或有效 值之比。显然，当信号源内阻 Rs=0 时，Aus=Au，Aus 就是考虑了信号源内阻 Rs 影 响时的电压放大倍数。 U Aus ? o Us ⑵电流放大倍数 Ai 电流放大倍数定义为输出电流与输出电流幅值或有效值之比。 I Ai ? o Ii ⑶功率放大倍数 Ap 功率放大倍数定义为输出功率与输入功率之比 U I P Ap ? o ? o o ? Au Ai Pi Ui Ii ⑷输入电阻 ri 放大电路由信号源提供输入信号，当放大电路与信号源相连，就要从信号源 索取电流。 索电流的大小表明了放大电路对信号源的影响程度。所以定义输入电 阻来衡量放大电路对信号源的影响。当信号频率不高时，电抗效应不考虑。则有 U ri ? i Ii 对多级放大电路， 本级的输入电阻又构成前级的负载， 表明了本级对前级的影响。 对输入电阻的要求视具体情况而不同。进行电压放大时，希望输入电阻要高，进 行电流放大时，又希望输入电阻要低；有的时候又要求阻抗匹配，希望输入电阻 为某一特殊的数值。 ⑸输出电阻 ro 输出电阻是从输出端看进去的放大电路的等效电阻，称为输出电阻 ro。 由微变等效电路求输出电阻的方法，一般是将输入信号源 Us 短路（电流源 开路） ，注意应保留信号源内阻。然后在输出端外接电源 U2，并计算出该电压源 供给的电流 I2，则输出电阻由下式算出。 U ro ? 2 I2 输出电阻高低表明了放大器所能带动负载的能力。Ro 越小，表明带负载能 力越强。 ' U 为开路电压,U o为接有RL的输出电压 实验测 ro 方法： o Uo ' Uo ? RL ro ? RL' U o (ro ? RL ) ? U o RLro ? (Uo ? 1) RL ' Uo2. 共 e 极放大电路 根据共发射极放大电路画出微变等效电路，画微变等效电路时，把 C1、C2 和直流电源 Ucc 视为短路。三极管用微变等效电路代替。 ⑴电压放大倍数 U Au ? o Ui' U o ? ? ?I b RLR ' ? Rc // RL 式中 L 从输入回路得U i ? I b rbeAu ? ?' ?R Lrbe⑵电流放大倍数AiAi ? I o I c ?I b ? ? ?? Ii Ib Ibri ? Rb // ri'⑶输入电阻 riU i' U i I b rbe ? ? ? rbe Ib Ib Ibri' ?当Rb ?? rbe时，ri ? Rb // rbe ? rbe⑷输出电阻 由于当 Uo=0 时，Ib=0，从而受控源β Ib=0，因此可直接得出 ro=Rc 注意：因 ro 常用来考虑带负载 RL 的能力，所以求 ro 时不应含 RL，应将其断 开。 ⑸源电压放大倍数Aus ?Uo Ui ?Uo Ui ? ? Au U s U s ?Ui U sUi ri ? U s Rs ? ri Aus ? ri Au Rs ? ri3. 共 c 极放大电路 电路如下图所示，信号从基极输入，射极输出，故又称为射极输出器，等效 电路如下图所示。 注意共集电极的理解，不能当共发射极。⑴电压放大倍数Au ? Uo UiU o ? (1 ? ? ) I b Re'式中Re' ? Re // RL U i ? I b rbe ? (1 ? ? ) Re' ? I bUo (1 ? ? ) Re' Au ? ? U i rbe ? (1 ? ? ) Re'(1 ? ? ) Re' ?? rbe 通常 ，所以 Au&1 且 Au≈1。即共集电极放大电路的电压放大 倍数小于 1 而接近于 1，且输入电压的输出电压同相位，故又称为射极跟随器。 ⑵电流放大倍数 Ai I ? I e ? (1 ? ? ) I b Ai ? o ? ? ? ?(1 ? ? ) Ii Ib Ib⑶输入电阻 riri ? Rb // ri'ri' ?Ui ? rbe ? (1 ? ? ) Re' Ibri ? Rb //[rbe ? (1 ? ? ) Re' ]共 c 极放大电路输入电阻高，这是共 c 极电路的特点之一。 ⑷输出电阻 ro 按输出电阻的计算办法， 信号源 Us 短路， 在输出端加入 U2， 求出电流 I2， 则有：ro ?U2 I2其等效电路如图。可得 I 2 ? I ' ? I '' ? I ''' U I' ? 2 Re U I '' ? ' 2 ? ? I b Rs ? rbe 式中Rs' ? Rs // RbI ''' ? ? ?I b ??U 2Rs' ? rbeI2 ?U 2 (1 ? ? )U 2 ? ' Re Rs ? rbero ?U2 R' ? r ? Re // s be I2 1? ?ro 是一个很小的值。输出电阻小，这是共 c 极电路的又一特点。4. 共 b 极放大电路 共 b 极电路是从发射极输入信号， 从集电极输出信号。 电路和等效电路如下： 注意共基极的理解，是交流信号共基极。 ⑴电压放大倍数 Au U Au ? o Ui 定义： ' ‘ U o ? ? ?I b RL RL ? Rc // RL U i ? ? I b ? rbeAu ?' ' U o ? ? I b RL ?RL ? ? Ui ? I b rbe rbe式子与共发射极相同，但输出与输入同相。 ⑵输入电阻 ri U r ' ? 'i ' i ri ? Re // ri Ii' U i ? ? I b ? rbe I i ? ? I e ? ?(1 ? ? ) I br i' ?Ui I i'?r be 1? ?rbe r ? be 1? ? 1? ? 与共 e 极放大电路相比，其输入电阻减小 ⑶输出电阻 ro 当 Us=0 时，Ib=0，β Ib=0，故 ro=Rc ⑷电流放大倍数 Ai Io=IcIi=-Ie I I Ai ? o ? c ? ?? Ii ? Ie ri ? Re // ri' ? Re //§4 静态工作点的稳定及其偏置电路一、温度对晶体管的影响⑴℃↑→ICBO↑→ICEO↑→输出特性曲线上移。 ⑵℃↑→UBE↓→IB↑ ⑶℃↑→β ↑→输出特性曲线间距增大 可见，℃↑→IC↑二、电流反馈式偏置电路我们知道，工作点的 变化集中在集电极电流 Ic 的变化。因此，工作点稳 定的具体表现就是 Ic 的稳 定。为了克服 Ic 的漂移， 可将集电极电流或电压变 化量的一部分反过来馈送 到输入回路，影响基极电 流 Ib 的大小， 以补偿 IC 的 变化，这就是反馈法稳定 工作点。反馈法中常用的 电路有电流反馈式偏置电 路、电压反馈式偏置电路 和混合反馈式偏置电路三种， 其中最常用的是电流反馈式偏置电路，电路如上图 原理： ℃↑→IC↑→UE↑→UBE↓→IB↓→IC↓ 电路上要满足 ⑴要保持基极电位 UB 恒定，使它与 IB 无关 UCC=(IR+IB)RB2+IRRB1 IR&&IB U CC IR ? Rb1 ? Rb 2 Rb1 UB ? U CC Rb1 ? Rb 2 说明 UB 与晶体管无关，不随温度而改变。 ⑵由于 IE=UE/Re，所以要稳定工作点，应使 UE 恒定，不受 UBE 的影响，因 此要求满足条件 UB&&UBE U U ? U BE U B IE ? E ? B ? Re Re Re具备上述条件， 就可以认为工作点与三极管参数无关，达到稳定工作点的目 的。 同时， 当选用不同β 值的三极管时， 工作点也近似不变， 有利于调试和生产。 稳定工作点的过程可表示如下： ℃↑→IE↑→IERe↑→UBE↓→IE↓ 实际公式中应满足如下关系 IR≥(5～10)IB (硅管可以更小) UB≥(5～10)UBE 对于硅管，UB=3～5V；锗管，UB=1～3V。三、静态工作点的计算1．近似算法UB ? Rb1 U CC Rb1 ? Rb 2U CEQU E ? U B ? U BE U I EQ ? E ? I CQ Re I I BQ ? EQ 1? ? ? U CC ? I CQ ( Rc ? Re )2．应用戴维宁定理可以更精确地计算 基极回路等效为 Rb1 U BB ? U CC Rb1 ? Rb 2Rb ? Rb1 // Rb 2直流工作点的计算IB ? U BB ? U BE Rb ? (1 ? ? ) ReI C ? ?I B U CE ? U CC ? I C ( Rc ? Re )四、动态分析首先画出微变等效电路图， 和原来的电路相比只是多了一个电阻，只对输入 电阻有影响。其它不变。⑴电压放大倍数' ' U o ? ?I b RL ?RL Au ? ? ?? Ui I b rbe rbe⑵输入电阻ri ? Rb1 // Rb 2 // rbe⑶输出电阻ro ? Rc五、举例例 1： 如图 UCC=24V， b1=20kΩ ， b2=60kΩ ， e=1.8kΩ ， c=3.3kΩ ， =50， R R R R β UBE=0.7V，求其静态工作点 Rb1 20 UB ? U CC ? ? 24 ? 6V Rb1 ? Rb 2 60 ? 20 解： U E ? U B ? U BE ? 6 ? 0.7 ? 5.3V U 5.3 I EQ ? E ? I CQ ? ? 2.9mA Re 1.8 I I BQ ? EQ ? 58 ?A 1? ?U CEQ ? U CC ? I CQ ( Rc ? Re ) ? 24 ? 2.9 ? 5.1 ? 9.21Vr' 例 2：如图(a)、(b)为两个放大电路。已知三极管的参数均为β =50， bb =200 Ω ，UBEQ=0.7V，电路的其它参数如图所示。 ⑴分别求出两个放大电路的电压放大倍数和输入、输出电阻。 ⑵如果三极管的β 值均增大一倍， 分析两个电路的 Q 点各将发生什么变化。 ⑶三极管的β 值均增加一倍，两个放大电路的电压放大倍数如何变化。解：⑴求 Au，ri 和 ro图(a)是共发射极基本放大电路，图(b)是具有电流负反馈的工作点稳定电路。 它们的微变等效电路分别如下图所示。 为求出动态特性参数，首先得求出它们的静态工作点。 放大电路(a)的静态工作点： U ? U BE 12 ? 0.7 I BQ ? CC ? ? 0.02 mA ? 20 ?A Rb 560 ? 10 3I CQ ? ?I BQ ? 50 ? 0.02 ? 1mA U CEQ ? U CC ? I CQ Rc ? 12 ? 1 ? 5 ? 7V放大电路(b)的静态工作点： R U 20 ? 12 U B ? b1 CC ? ? 3.4 Rb1 ? Rb 2 20 ? 50U E ? U B ? U BE ? 3.4 ? 0.7 ? 2.7V U 2.7 I CQ ? I EQ ? E ? ? 1mA Re 2.7U CEQ ? U CC ? I CQ ( Rc ? Re ) ? 12 ? 1 ? 7.7 ? 4.3V1 ? 0.02 mA ? 50 放大电路(a)的动态特性参数： 26 51 ? 26 ' rbe ? rbb ? (1 ? ? ) ? 200 ? ? 1.5k? I EQ 1 I BQ ? ?I CQAu ? ?' ?RLrbe??50 ? (5 // 5) ? ?83.3 1.5ri ? Rb // rbe ? 560 //1.5 ? 1.5k? ro ? Rc ? 5k?放大电路(b)的动态特性参数： 26 51 ? 26 ' rbe ? rbb ? (1 ? ? ) ? 200 ? ? 1.5k? I EQ 1Au ? ?' ?RLrbe??50 ? (5 // 5) ? ?83.3 1.5ri ? Rb1 // Rb 2 // rbe ? 20 // 50 //1.5 ? 1.36 k? ro ? Rc ? 5k?⑵β变为 100 时，两个电路的工作点将发生什么变化。 (a) U ? U BE 12 ? 0.7 I BQ ? CC ? ? 0.02 mA ? 20 ?A Rb 560 ? 10 3I CQ ? ?I BQ ? 100 ? 0.02 ? 2mA U CEQ ? U CC ? I CQ Rc ? 12 ? 2 ? 5 ? 2VIBQ 不变(b) 其它都没有变I BQ ?I CQ??1 ? 0.01mA 100⑶β变为 100 时，两个放大电路的电压放大倍数如何变化 26 101 ? 26 ' rbe ? rbb ? (1 ? ? ) ? 200 ? ? 1.5k? I EQ 2 (a) ' ?RL 100 ? (5 // 5) Au ? ? ?? ? ?167 rbe 1.5 101 ? 26 rbe ? 200 ? ? 2826 ? ? 2.8k? 1 (b)Au ? ?' ?RLrbe??100 ? (5 // 5) ? ?89 .3 2.8§5 多级放大电路一、多级放大电路的组成多级放大电路方框图如下所示。 对输入级的要求，与信号源的性质有关，例如，当输入信号源为高阻电压源 时，则要求输入级也必须有高的输入电阻(例如用共集电极放大电路)，以减少信 号在内阻上的损失。如果输入信号为电流源，为了充分利用信号电流，则要求输 入级有较低的输入电阻(例如用共基极放大电路)。 中间级的主要任务是电压放大，多级放大电路的放大倍数，主要取决于中间 级，它本身就可能由几级放大电路组成。 输出级主要是推动负载。 当负载仅需较大的电压时，则要求输出具有大的电 压动态范围。更多场合下，输出级推动扬声器、电机等执行部件，需要输出足够 大的功率，常称为功率放大电路。二、多级放大电路的耦合方式1．阻容耦合 通过电阻、 电容将前级输出接至下级输入。从图上看实际上只接入了一个电容，但考虑到输入电阻，则每个电容都与电阻相连，故称这种连接为阻容耦合。 阻容耦合的优点： 由于前后级是通过电容相连的，所以各级的静态工作点是 相互独立的， 不互相影响， 这给放大电路的分析、 设计和调试带来了很大的方便。 而且只要电容选的足够大， 就可以使得前级输出的信号在一定的频率范围内，几 乎不衰减地传到下一级。 所以阻容耦合方式在分立元件组成的放大电路中得到广 泛的应用。 阻容耦合的缺点： 不适用传送缓慢变化的信号。 更不能传送直流信号； 另外， 大容量的电容在集成电路中难以制造，所以，阻容耦合在线性集成电路中无法采 用。 2．直接耦合 为了避免电容对缓慢信号带来的不良影响，去掉耦合电容，将前级输出直接 连到下一级，我们称之为直接耦合。但这又出现了新问题。 第二级发射结正向电压仅有 0.7V 左右，所以限制了第一级管子的集电极电 压，使其处于饱和状态附近，限制了输出电压。如果选择过大，将会使 V2 管的基极电流增大，可使 V2 管进入饱和，甚至烧毁 V2 管的发射结。 解决办法： ⑴在 V2 管的发射极接入电阻 Re2，提高了 V2 管的基极电位 UB2，从而保证第 一级集电极可以有较高的静态电位，而不致于进入饱和区。但是，Re2 的接入， 将使第二级的电压放大倍数大降低。(加旁路电容因频率低作用不大，如果频率 较高就采用阻容耦合方式)⑵用稳压管 VDz 代替电阻 Re2，由于稳压管的动态电阻很小，这样可使第二 级的放大倍数损失较小，解决了前一电路物缺陷。但 V2 集电极电压变化范围变 小，限制了输出电压的幅度。如果是多于二级的放大电路，还会带来电平上移问 题。(如果 Uz=5.3V，则 UB2=5.3+0.7=6V，为保证 V2 管工作在放大区，且也要求 具有较大的动态范围，即要求 UCE2 较大，设 UCE2=5 伏， 则 UC2=UE2=Uz=5+5.3V=10.3V。 若有第三级，则 UC3=UCE3+UE3=UCE3+UB3-0.7=UCE3+UC2-0.7=5+10.3-0.7=14.6V 如此下去，使得基极、集电极电位逐级上升，最终由于 UCC 的限制而无法实 现。) ⑶前一级的集电极经过稳压管接至下一级基极，这样既降低了 UB2，又和致 使放大倍数下降太多。但稳压管噪声大。 ⑷第二级采用 PNP 管，由于 PNP 管的集电极电位比基极电位低，可使各级 获得合适的工作点。在集成电路中经常采用这种电路形式。但输入电压为 0 时， 输出电压不为 0 ⑸采用双电源(正负电源)供电。可解决此问题。 在第六章还要专门讨论。 3．变压器耦合 通过变压器， 把初级的交流信号传送到次级。而直流电压和电流通不过变压 器。 变压器耦合主要用于功率放大电路。它的优点是不光实现交流的传送而直流不能通过。而且可变换电压和实现阻抗匹配。但缺点是体积大、重量大、频率特 性差。三、多级放大电路的指标计算1．电压放大倍数 多级放大电路如下图所示，其电压放大倍数为： U Au ? o UiAu ?U o1 U o2 U o3 ? ? ? Au1 ? Au 2 ? Au 3 U i U i 2 U i3Au ? Au1 ? Au 2 ? Au 3 ? ? ? ? ? ? Au n说明多级放大电路的电压放大倍数，等于各级电压放大倍数的乘积。 2．输入输出电阻 一般说来， 多级放大电路的输入电阻就是输入级的输入电阻，而输出电阻就 是输出级的电阻。由于多级放大电路的放大倍数为各级放大倍数的乘积，所以， 在设计多级放大电路的输入和输出级时，主要考虑输入电阻和输出电阻的要求， 而放大倍数的要求由中间级完成。 具体计算输入电阻和输出电阻时，可直接利用已有的公式。但要注意，有的 电路形式要考虑后级对输入电阻的影响和前一级对输出电阻的影响。 例：下图为三级放大电路。 已知：Ucc=15V，Rb1=150kΩ ，Rb22=100kΩ ，Rb21=15kΩ ，Rb32=100kΩ ，Rb31=22k Ω ，Re1=20kΩ ，Re2’=100Ω ，Re2=750Ω ，Re3=1kΩ ，Rc2=5kΩ ，Rc3=3KΩ ，RL=1KΩ ， 三级管的电流放大倍数均为β =50。试求电路的静态工作点、电压放大倍数、输入电阻和输出电阻。 解： 第一级是射极输出器， 第二、 三级都是具有电流反馈的工作点稳定电路， 均是阻容耦合，所以各级静态工作点均可单独计算。注意，第二级多出了 R’e2， 引入了交流负反馈，会降低第二级的电压放大倍数，但会减小失真，还有其它好 处后面就会清楚。 ⑴求静态工作点 第一级 U CC ? U BE 14.3 I BQ ? ? ? 0.012 mA Rb1 ? (1 ? ? ) Re1 150 ? 51 ? 20I CQ ? ?I BQ ? 50 ? 0.012 ? 0.61mA U CEQ ? U CC ? I CQ Re1 ? 15 ? 0.61 ? 20 ? 2.8VU B2第二级 Rb21 15 ? U CC ? ? 15 ? 1.96V Rb21 ? Rb22 100 ? 15U E2 ? U B2 ? U BE ? 1.96 ? 0.7 ? 1.26VI EQ 2 ?U E2 Re2 ? R' e2?1.26 ? 1.48 mA ? I CQ2 0.85U CEQ 2 ? U CC ? I CQ2 ( Rc2 ? Re' 2 ? Re2 ) ? 6.3VU B3第三级 Rb31 22 ? U CC ? ? 15 ? 2.7V Rb31 ? Rb32 100 ? 22U E3 Re3 2 ? 2mA ? I CQ3 1U E3 ? U B3 ? U BE ? 2.7 ? 0.7 ? 2VI EQ 3 ??U CEQ 3 ? U CC ? I CQ3 ( Rc3 ? Re3 ) ? 7V⑵求电压放大倍数 Au ? Au1 ? Au 2 ? Au 3 第一级 (1 ? ? ) Re' 1 Au1 ? ?1 rbe1 ? (1 ? ? ) Re' 1 第二级 ? ? Rc' 2 Au 2 ? rbe2 ? (1 ? ? ) Re' 2 式中 Rc' 2 ? Rc2 // ri3 ? 5 // 0.96 ? 0.8k? 而 ri3 ? Rb31 // Rb32 // rbe3 ? 100 // 22 // 0.96 ? 0.96rbe3 ? rbb' ? (1 ? ? ) 26 26 ? 300 ? 51 ? ? 0.96 k? I EQ 3 2rbe2 ? rbb' ? (1 ? ? )Au 2 ? ? ? Rc' 226 26 ? 300 ? 51 ? ? 1.2k? I EQ 2 1.48' e2rbe2 ? (1 ? ? ) R?? 50 ? 0.8 ? ?5.13 1.2 ? 51 ? 0.1第二级 ? Rc' 3 Au 3 ? ? rbe3 式中 Rc' 3 ? Rc3 // RL ? 3 //1 ? 0.75k? 则Au 3 ? ?? Rc'rbe33??50 ? 0.75 ? 39 .06 0.96故Au ? Au1 ? Au 2 ? Au3 ? 1 ? 5.13 ? 39.06 ? 200⑶输入电阻 输入电阻即为第一级的输入电阻 ri ? ri1 ? Rb1 // ri1' ? 150 //178 ? 81k? 式中 ri1' ? rbe1 ? (1 ? ? ) Re' 1 ? 178 k?Re' 1 ? Re1 // ri2 ? 20 // 4.17 ? 3.45k? ri2 ? Rb21 // Rb22 //[rbe2 ? (1 ? ? ) Re' 2 ] ? 100 //15 // 6.3 ? 4.17 k?rbe1 ? rbb' ? (1 ? ? ) 26 26 ? 300 ? 51 ? ? 2.48k? I EQ1 0.61⑷输出电阻 输出电阻即为第三级的输出电阻 ro ? ro3 ? Rc3 ? 3k? 返回＞＞第三章放大电路的频率特性通常， 放大电路的输入信号不是单一频率的正弦信号，而是各种不同频率分 量组成的复合信号。 由于三极管本身具有电容效应，以及放大电路中存在电抗元 件(如耦合电容和旁路电容)，因此，对于不同频率分量，电抗元件的电抗和相位 移均不同，所以，放大电路的电压放大倍数 Au 和相角φ 成为频率的函数。我们 把这种函数关系称为放大电路的频率特性。§1 频率特性的一般概念一、频率特性的概念以共 e 极基本放大电路为例， 定性地分析一下当 输入信号频率发生变化时，放大倍数将怎样变化。 在中频段，由于电容可以不考虑，中频 Aum 电压 ? 放大倍数基本上不随频率而变化。 ? ? 180 ，即无附 加相移。对共发射极放大电路来说，输出 电压和输入电压反相。 在低频段，由耦合电容的容抗变大， 电压放大倍数 Au 变小， 同时也将在输出电 压和输入电压间产生相移。我们定义：当 放大倍数下降到中频率放大倍数的 0.707 A Aul ? um 2 时的频率称为下限频率 倍时，即fl对于高频段。由于三极管极间电容或分布电容的容抗在低频时较大，当频率上升时，容抗减小，使加至放大电路的输 入信号减小，输入电压减小，从而使放大倍数下降。同时也会在输出电压与输入 电压间产生附加相移。 同样我们定义：当电压放大倍数下降到中频区放大倍数的 A Auh ? um 2 时的频率为上限频率 fh。 0.707 倍时，即 共 e 极的电压放大倍数是一个复数， 其中，幅值 Au 和相角 ? 都是频率的函数，分别称为放大电路的幅频特性和 相频特性。 我们称上限频率与下限频率之差为通频带。 f bw ? f h ? f l 表征放大电路对不同频率的输入信号的响应能力， 它是放大电路的重要技术 指标之一。Au ? Au ? ??二、线性失真由于通频带不会无穷大，因此对于不同频率的信号，放大倍数的幅值不同， 相位也不同。当输入信号包含有若干多次谐波成分时，经过放大电路后，其输出 波形将产生频率失真。由于它是电抗元件产生的，而电抗元件又是线性元件，故 这种失真称为线性失真。线性失真又分为相频失真和幅频失真。 1．相频失真 由于放大器对不同频率成分的相位移不同， 而使放大后的输出波形产生了失 真。2．幅频失真 由于放大器对于不同频率成分的放大倍数不同， 而使放大后的输出波形产生 了失真。线性失真和非线性失真本质上的区别：非线性失真产生新的频率成分，而线 性失真不产生新的频率成分。§2 三极管的频率参数影响放大电路的频率特性， 除了外电路的耦合电容和旁路电容外，还有三极 管内部的级间电容或其它参数的影响。前者主要影响低频特性，后者主要影响高 频特性。一、三极管的频率特性中频时， 认为三极管的共发射极放大电路的电流放大系数β 是常数。实际上 是，当频率升高时，由于管子内部的电容效应，其放大作用下降。所以电流放大 系数是频率的函数，可表示如下： ? ?0 ?? f 1? j f? 其中β 0 是三极管中频时的共发射极电流放大系数， 的截止频率。上式也可以用 ? 的模和相角来表示。 ? ?0 ? ? f 1? ( )2 f??f?为共发射极电流放大系数? ? ? ? arctan?f f?根据上式可以画出 ? 的幅频特性。 通常用以下几个参数来表示三极管的高频性能。二、表述三极管频率特性的几个参数1. 共发射极电流放大系数β的截止频率?f?f 当| ? |值下降到β 0 的 0.707 倍时的频率 ? 定义为β 的截止频率。由上式可 ? ? f ? f ? 时， ＝ 0 ? 0.707 ? 0 ? 2 算出，当2. 特征频率 f T 定义| ? |值为 1 时的频率 f T 为三极管的特征频率。 将 式得： ?0 1? f 1? ( T )2 f? 由于通常f T / f ? ?? 1?f ? fT 和 ? ? 1?代入 （），所以上式可简化为 fT ? ? 0 f ?f?3. 共基极电流放大系数 ? 的截止频率 由前述 ? 与 ? 的关系得? ??＝?????1＋ ?显然，考虑三极管的电容效应， ? 也是频率的函数，表示为： ? ?0 ?? f 1? j f? 其中 f?f?? 为 ? 的截止频率，定义为| ? |下降为中频 0 的 0.707 倍时的频率。f??、 f T 之间的关系： ? ?0 ? ?? ? ? f ?＝ ? 1? j f? 1＋ ? 得 将 代入 ?0 f ?0 1? j ? f? ?0 1? ?0 ?0 ?? ? ? ? ?0 f f f 1? j ? ?0 1? j 1? j 1? f f? (1 ? ? 0 ) f ? (1 ? ? 0 ) f ? 1? j f? 、可见：f? ? (1 ? ? 0 ) f ?一般， ? 0 ?? 1 所以：f? ? ? 0 f ? ? f T三、三极管混合参数π 型等效电路当考虑到电容效应时， 参数将是随频率而变化的复数， h 在分析时十分不便。 为此，引出混合参数π 型等效电路。从三极管的物理结构出发，将各极间存在的 电容效应包含在内，形成了一个既实用又方便的模型，这就是混合π 型。低频时 三极管的 h 参数模型与混合π 模型是一致的， 所以可通过 h 参数计算混合π 型中 的某些参数。1．完整的混合π型模型 如下图为三极管的结构示意图和混合π 型等效电路。其中 Cπ 为发射结的电?容，Cμ 为集电结的电容。受控源用 r' 过 b e 的电流， 还包含了流过结电容的电流， 因此受控源电流已不再与 Ib 成正比。 ? U 理论分析表明，受控源与基极、射极之间的电压成正比。gm 称为跨导，表示 b 'e 变化 1V 时，集电极电流的变化量。g m U b 'e?I 而不用 b ，其原因是 Ib 不仅包含流?r 由于集电结处于反向应用，所以 b 'c 很大，可以视为开路，且 rce 通常比放大 电路中的集电极负载电阻 Rc 大得多，因此也可以忽略。得出下图简化混合π 型等效电路。 当在中频区时，不考虑 Cπ 和 Cμ 的作用，得到下图(a)简化π 型等效电路， 和原来简化的 h 参数等效电路相比较， 就可建立混合π 型参数和 h 参数之间的关 系。从而求出π 参数的值。 26 rbb' ? rb'e ? rbe ? rbb' ? (1 ? ? ) I EQ 因为 26 26 ? rb'e ? (1 ? ? ) ? I EQ I CQ 所以 rbb' ? rbe ? rb'e 又g mU b'e ? g m I b rb'e ? ?I bgm ??rb'e?I CQ ? ? 26 ? 26I CQ 故 从上式可以看出，rb'e、gm 等参数和工作点的电流有关。对于一般的小功率 三极管，rbb'约为几十～几百欧，rb'e 为 1kΩ 左右，gm 约为几十毫安/伏。Cμ 可从 手册中查到，Cπ 值一般手册未给，可查出 fT，按如下公式算出 Cπ 值。 g fT ? m 2?C?2．简化的混合π型模型 由于 Cμ 跨接在基－集之间，分析计算时列出的电路方程较复杂，解起来十 分麻烦，为此可得用密勒定理，将 Cμ 分别等效为输入端电容和输出端电容。密勒定理： ' 从 b 、e 两端向右看，流入 Cμ 的电流为I' ?? ? U b ' e ? U ce ? 1 j?C?U b ' e (1 ?U ce ) U b 'e1 j ?C ?令U ce ? ?K U b 'e，则有I' ?'U b ' e (1 ? k ) U b 'e ? 1 1 j?C? j? (1 ? k )C?'此式表明，从 b 、e 两端看进去，跨接在 b 、c 之间的电容的作用，和一个 C ' ? (1 ? k )C? ' 并联在 b 、e 两端，电容值为 ? 的电容等效。这就是密勒定理。 同样，从 c、e 两端向右看，流入 Cμ 的电流为 1 ? ? U ce ? U b ' e U ce (1 ? K ) U ce I '' ? ? ? 1 1 1 1? K j?C? j?C? j? ( )C? K ' ' 此式表明，从 b 、e 两端看进去，跨接在 b 、c 之间的电容的作用，和一个 1? K ( )C? ' 并联在 b 、e 两端，电容值为 K 的电容等效。§3 共 e 极放大电路的频率特性下图(a)的共发射极放大电路中， C2 和 RL 视为下一级的输入耦合电容的输 将 入电阻，所以画本级的混合π 型等效电路时，不把它们包含在内，如下图(b)所 示。 具体分析时，通常分成三个频段考虑。 ⑴中频段：全部电容均不考虑，耦合电容视为短路，极间电容视为开路。 ⑵低频段：耦合电容的容抗不能忽略，而极间电容视为开路。 ⑶高频段：耦合电容视为短路，而极间电容的容抗不能忽略。 这样求得三个频段的频率响应，然后再进行综合。这样做的优点是，可使分析过程简单明了，且有助于从物理概念上来理解各个参数对频率特性的影响。 在绘制频率特性曲线时，人们常常采用对数坐标，即横坐标用 lgf，幅频特 ? G ? 20 lg Aus 性的纵坐标为 u ，单位为分贝(dB)。对相频特性的纵坐标仍为 ? ，不 取对数。 这样得到的频率特性称为对数频率特性或波特图。采用对数坐标的优点 主要是将频率特性压缩了， 可以在较小的坐标范围内表示较宽的频率范围，使低 频段和高频段的特性都表示得很清楚。而且将乘法运算转换为相加运算。下面分 别讨论中频、低频、和高频时的频率特性。一、中频源电压放大倍数 Ausm等效电路如图所示。 U o ? ? g mU b ' e RcU b 'e ? rb ' e rbb ' ? rb ' e U i ? pUi而 式中Ui ?ri Us Rs ? ri p? rb 'e rbb' ? rb 'e ri pgm RcU s Rs ? riri ? Rb //(rbb' ? rb ' e )将上述关系代入得Uo ? ? Ausm ?Uo r ? ? i pgm Rc Us Rs ? ri二、低频源电压放大倍数 Ausl 及波特图低频段的等效电路如图 所示。由图可得 ? ? U o ? ? g mU b ' e Rc? U b 'e ? rb ' e rbb ' ? rb ' e ? ? U i ? pU i? Ui ?ri 1 Rs ? ri ? j?C1ri? Us? Uo ? ?1 Rs ? ri ? j?C1? pgm RcU s ? ?ri pgm Rc ? Rs ? ri 1?1 1 j? ( Rs ? ri )C1? UsAusl ?Uo r ? ? i pgm Rc ? Us Rs ? ri 1?1 1 j? ( Rs ? ri )C1令? l ? ( Rs ? ri )C1fl ? 1 2?? l ? 1 2? ( Rs ? ri )C1则? Ausl ? Ausm 1 1? 1 j?? l ? Ausm 1 1? j fl f1 Ausm f ? fl 2 当 时， ， f l 为下限频。由上面可以看出，下限频率 f l 主 要由电容 C1 所在回路的时间常数τ l 决定。 ? Ausl 分别用模和相角来表示： Ausm ? Ausl ? f 1 ? ( l )2 f (3－22) f ? ? ?180 ? ? arctan l f (3－23) Ausl ?根据(3－22)画对数幅频特性，将其取对数，得 f Gu ? 20 lg Ausl ? 20 lg Ausm ? 20 lg 1 ? ( l ) 2 f 先看式(3－24)中的第二项，当f ?? f l(3－24)时2?f ? ? 20 lg 1 ? ? l ? ? 0 ? f ? ? ? f ?? f l 故它将以横坐标作为渐近线；当 时 ?f ? f f ? 20 lg 1 ? ? l ? ? ?20 lg l ? 20 lg ? f ? f fl ? ?2其渐近线也是一条直线， 该直线通过横轴上 f=fl 这一点， 斜率为 20dB/10 倍频程， 即当横坐标频率每增加 10 倍时， 纵坐标就增加 20dB。 故式(3―24)中第二项的曲 线， 可用上述两条渐近线构成的折线来近似。 然后再将此折线向上平移 20lg|Ausm|， 就得式(3―24)所表示的低频段对数幅频特性，如图所示。可证明，这种折线在 f=fl 处，产生的最大误差为 3dB。 f arctan l f →0，则 低频段的相频特性。根据式(3－23)可知，当 f &&f 时，lf f arctan l ? 90? arctan l ? 45? ? ? ? ? ?180 ； f && f 时， f f 当 ， ? ? ?90 ； f = fl 时， 则 当 ， l ? 则 ? ? ?135 。这样可分三段折线来近似表示低频段的相频特性曲线，如上图。f≥ fl 时 ? ? ?180 ? f≤ f 时 ? ? ?90l?0.1 fl&f&10 fl 时斜率为－45o/10 倍频程的直线 可以证明， 这种折线近似的最大误差为±5.71o， 分别产生在 0.1 fl 和 10 fl 处。三、高频源电压放大倍数 Aush 及波特图高频段， 由于容抗变小， 则电容 C1 可忽略不计，视为 短路， 但并联的极间电容影响 应予考虑， 其等效电路如图所 示。 K ?1 C? K 由于 所在回路C' 的时间常数比输入回路 ? 的 时间常数小得多，所以将 K ?1 C? K 忽略不计。由于' C? ? C? ? (1 ? K )C?，先要求出 K 值。 ? U ? K ? ce ? Ub 'e由等效电路可求得? ? U ce ? ? g mU b 'e Rc?K ?? U ce ? U b 'e，则 ? g mU b 'e Rc ? ? ? g m Rc U b 'e所以' C? ? C? ? (1 ? g m Rc )C?下面我们求源电压放大倍数 根据定义可知： ? U ? Aush ? o ? Us? ? U o ? ? g mU b 'e Rc为了求出 图所示，其中? U b 'e与? Us的关系，利用戴维宁定理将等效电路图进行简化，如上? ? U s' ? U sri rb 'e ri ? ? ? pU s Rs ? ri rbb' ? rb 'e Rs ? riR ? rb 'e //[rbb' ? ( Rs // Rb )]由上图可得：? U b 'e 1 ' 1 1 r j?C? ? ? ? ? U s' ? U s' ? ? i pU s ' ' 1 1 ? j?RC? 1 ? j?RC? Rs ? ri R? ' j?C?? ? U o ? ? g mU b 'e Rc ? ? g m Rc ?1 1 ? j?RC?'?ri ? pU s Rs ? ri? U 1 r 1 ? Aush ? o ? ? g m Rc ? ? i p ? ? Ausm ' ' ? Us 1 ? j?RC? Rs ? ri 1 ? j?RC?令 ' ? h ? RC? 上限频率为fh ? 1 2?? h ? 1 ' 2?RC?则? Aush ? Ausm1 1 1 1 ? ? Ausm Ausl ? Ausm ? Ausm f 1 f 1 ? j?? h 1? j 1? 1? j l fh j?? l fC' 可见，上限频 fh 主要由 ? 所在回路的时间常数τ h 决定。 用模和相角表示高频段的源电压放大倍数 Ausm Ausm ? ? Aush ? Ausl ? f f 1 ? ( l )2 1 ? ( )2 f fh f ? ? ?180 ? ? arctan ? ? ?180 ? ? arctan fl fh f 高频段的对数特性为：Gu ? 20 lg Aush ? 20 lg Ausm ? 20 lg 1 ? (f 2 ) fh利用与低频同样的方法， 可以画出高频段折线化的对数幅频特性和相频特性，如下图所示。四、完整的频率特性曲线(波特图)将上述中频、低频和高频求出的放大倍数综合起来，可提共 e 极基本放大电 路在全部频率范围内放大倍数的表达式 Ausm ? Aus ? f f (1 ? j l )(1 ? j ) f fh 同时，将三频段的频率特性曲线综合起来，即提全频段的频率特性。 为使频带宽度展宽，要求 fh 尽可能地高，而 1 1 fh ? ? ' 2?? h 2?RC?R ? rb 'e //[rbb' ? ( Rs // Rb )]' C? ? C? ? (1 ? g m Rc )C?' C?可见应选取 rbb'小和 rb'e 小的管子，且也要小，还应选 Cπ 、Cμ 小的管子。也可C' 见， ? 要小，要减小 gmRc，即中频区电压放大倍数。所以，提高带宽与放大倍 数是矛盾的。 因此，常用增益带宽积表示高频放大电路性能的优劣，结果如下： 1 Ausm ? f h ? 2? ( Rs ? rbb' )C?虽然这个公式是很不严格的，但它可得到一个个趋势：选定了管子以后，放大倍 数与带宽的乘积就是定值，即放大倍数要提高，那么带宽就变窄。 作共发射极基本放大电路的分段折线化的对数频率特性图(波特图)，步骤如 下： ⑴求出中频电压放大倍数 Ausm、下限频率 fl 和上限频率 fh ⑵在幅频频特性的横坐标上找到对应的 fl 和 fh 的两个点， fl 和 fh 之间的中 在 频区，作一条 Gu=20lg|Ausm|的水平线；从 f=fl 点开始，在低频区作一条斜率为 20dB/10 倍频程的直线折向左下方；从 f=fh 点开始，在高频区作一条条斜率为-20dB/10 倍程的直线折向右下方，即构成放大电路的幅频特性。如下图： ⑶在相频特性图上，10fl 至 0.1fh 之间的中频区， ? =－180°；f&0.1fl 时， ? =－90°；f&10fh 时， ? =－270°；在 0.1fl 至 10fl 之间，以及 0.1fh 至 10fh 之间， 相频特性分别为两条斜率为－45°/10 倍频程的直线。f=f1 时，? =－135°；f=fh 时， ? =－225°。以上就构成放大电路的相频特性。如下图：五、其它电容对频率特性的影响由以上推导上、下限频率时，可以看出一个规律，求某个电容所决定的截止 频率，只需求出该电容所在回路的时间常数，然后由下式求出其截止频率即可： 1 f ? 2?? ⑴耦合电容 C2C2 只影响下限频率， 频率下降， 2 容抗增大， C 其两端压降增大， Uo 下降， 使 从而使 Au 下降。求 fl 的等效电路如下图所示。 1 fl2 ? 2? (ro ? RL )C2 ⑵射极旁电容 Ce 中频段、高频段 Ce 容抗很小，可视为短路，当频率下降至低频段，其容抗 不可忽略。其电路如下图所示。 ' r ? Rb r ? Re // be 1? ?' Rb ? Rs // Rb所以fl3 ?1' ? r ? Rb ? ? 2?Ce ? Re // be ? 1? ? ? ? ?⑶输出端分布电容 Co 当输出端带动容性负载，其电容并联在输出端，它影响上限频率。中频段、 低频段时的容抗很大，视为开路。高频段时，容抗不可忽略，其对应的时间常数 ' ? h? Co RL 。所以 1 fh ? ' 2?Co RL§4 多级放大电路的频率特性一、多级放大电路的通频带由前已知多级放大电路总的电压放大倍数，是各级放大倍数的乘积 ? ? ? ? Au ? Au1 ? Au 2 ? ? ? Au n 为简单起见，我们以两级放大器为例，且Ausm1 ? Ausm2，f l1 ? f l 2，f h1 ? f h2。当它们组成多级放大器时? ? ? Au ? Au1 ? Au 2在中频区2 Ausm ? Ausm1 ? Ausm2 ? Ausm1f ? fl1 ? fl 2 f ? f h1 ? f h2 在上、下限频率处，即 l ， h 处，各级的电压放大倍数 均下降到中频区放大倍数的 0.707 倍，即 ? ? Aush1 ? Aush2 ? 0.707 Ausm1 ? 0.707 Ausm2 ? ? A ? A ? 0.707 A ? 0.707 Ausl1 usl2 usm1 usm2而此时的总的电压放大倍数为 ? ? ? Aush ? Aush1 ? Aush2 ? 0.5 Ausm1 ? Ausm2 ? ? ? A ? A ? A ? 0.5 A ? Ausl usl1 usl2 usm1 usm2截止频率是放大倍数下降至中频区放大倍数的 0.707 时的频率。所以，总的截止 频率 f h ? f h1 ? f h2fl ? fl1 ? fl 2总的频带为f bw ? f h ? f l ? f bw1 ? f h1 ? f l1所以， 多级放大器的频带窄于单级放大器的频带；多级放大器的上限频率小于单 级放大器的上限频率；多级放大器的下限频率大于单级的下限频率。二、上、下限频率的计算可以证明， 多级放大电路的上限频率和组成它的各级电路的上限频率之间的 关系为 1 1 1 1 ? 1 .1 2 ? 2 ? ? ? ? ? 2 fh f h1 f h2 f hn 下限频率满足下述近似关系f l ? 1.1 f l12 ? f l 22 ? ? ? ? ? f l n2实际中，各级参数很少完全相同。当各级上、下限频率相差悬殊时，可取起主要作用的 那一级作为估算的依据。例如，多级放大电路中，其中某一级的上限频率 级小的多。而下限频率f hk比其它各flk比其它大很多时，则总的上、下限频率近似为f h ? f hk，fl ? flk例：共 e 极放大电路如图所示， 设 三 极 管 的 β =100 ， rbe=6k Ω ， rbb'=100Ω ，fT=100MHz，Cμ =4pF。 ⑴估算中频电压放大倍数 Ausm ⑵估算下限频率 fl ⑶估算上限频率 fh解： ⑴估算中频电压放大倍数 Ausm r ' Ausm ? ? i pgm RL Rs ? riri ? rbe // Rb1 // Rb2 ? 6 // 30 // 91 ? 4.7k?p?rb 'e 6 ? 0.1 ? ? 0.98 rbb' ? rb 'e 6gm ??rb 'e?100 ? 16.9mA / V 5.9' RL ? Rc // RL ? 12 // 3.9 ? 2.9k?Ausm ? ?ri 4.7 ' pgm RL ? ? ? 0.98 ?16.9 ? 2.9 ? ?45.7 Rs ? ri 0.24 ? 4.7⑵估算下限频率 fl 耦合电容和旁路电容影响低频特性。 电路中有两个隔直电容(耦合电容)C1 和 C2 以及一个旁路电容 Ce， 先分别计算 f f f 出它们各自的下限频率 l1 、 l 2 和 l e 。 1 1 fl1 ? ? ? 1.07 Hz 2? ( Rs ? ri )C1 2? (0.24 ? 4.7) ? 10 3 ? 30 ? 10 ? 6 1 1 fl2 ? ? ? 1.0 Hz 2? ( Rc ? RL )C2 2? (12 ? 3.9) ? 10 3 ? 10 ? 10 ? 6 1 1 fle ? ? ? 52 Hz ' 6 ? (0.24 // 30 // 91) Rs ? rbe ?6 3 ? 10 ] 2? ( Re // )Ce 2? ? 50 ? 10 ? [5.1 // 101 1? ? 由于f le ?? f l1、fl2，所以fl ? f le ? 52 Hz⑶估算上限频率 fh 高频等效电路如下图所示，根据给定参数可算出C? ?gm 16.9 ? 10 ?3 ? ? 26 .9 ? 10 ?12 ? 26 .9 pF 6 2?fT 2? ? 100 ? 10' ' C? ? C? ? (1 ? gm RL )C? ? 26.9 ? 10 ?12 ? (1 ? 16.9 ? 2.9) ? 4 ? 10 ?12 ? 226 .9 pFR ? rb 'e //[rbb' ? ( Rs // Rb1 // Rb2 )] ? 5.9 //[0.1 ? (0.24 // 30 // 91)] ? 0.32 k?输入回路的时间常数为 ' ? h1 ? RC? ? 320 ? 226 .9 ? 10 ?12 ? 72.6 ? 10 ?9 S 则f h1 ? 1 2?? h1 ? 1 ? 2.19 MHz 2? ? 72.6 ? 10 ? 9输出回路的时间常数为 K ?1 16.9 ? 2.9 ? 1 ' ? h2 ? RL ? C? ? 2.9 ? 103 ? ? 4 ? 10 ?12 ? 11.8 ? 10 ?9 S K 16.9 ? 2.9 则 1 1 f h2 ? ? ? 13.5MHz 2?? h2 2? ? 11.8 ? 10 ? 9 总的上限频率可由下式估算 1 1 1 1 1 ? 1.1 2 ? 2 ? 1.1 ? ? 0.509 ? 10 ? 6 S 2 2 fh f h1 f h2 2.19 13 .5fh ? 1 ? 1.97 MHz 0.509 ? 10 ? 6返回＞＞第四章场效应管放大电路由于半导体三极管工作在放大状态时，必须保证发射结正偏，故输入端始终 存在输入电流。改变输入电流就可改变输出电流，所以三极管是电流控制器件， 因而三极管组成的放大器，其输入电阻不高。 场效应管是通过改变输入电压(即利用电场效应)来控制输出电流的，属于电 压控制器件，它不吸收信号源电流，不消耗信号源功率，因此输入电阻十分高， 可高达上百兆欧。除此之外，场效应管还具有温度稳定性好，抗辐射能力强、噪 声低、制造工艺简单、便于集成等优点，所得到广泛的应用。 场效应管分为结型场效应管(JFET)和绝缘栅场效应管(IGFET)，目前最常用 的 MOS 管。 由于半导体三极管参与导电的两种极性的载流子，电子和空穴，所以又称为 半导体三极管双极性三极管。 场效应管仅依靠一种极性的载流子导电，所以又称 为单极性三极管。 FET－Field Effect transistor JFET－Junction Field Effect transistor IGFET－Insulated Gate Field Effect Transistor MOS－Metal-Oxide-Semiconductor§1 结型场效应管一、结构结型场效应管有两种结构形式。 型沟道结型场效应管和 P 型沟道结型场效 N 应管。以 N 沟道为例。在一块 N 型硅半导体材料的的两边，利用合金法、扩散 法或其它工艺做成高浓度的 P+型区，使之形成两个 PN 结，然后将两边的 P+型 区连在一起， 引出一个电极， 称为栅极 G。在 N 型半导体两端各引出一个电极， 分别作为源极 S 和漏极 D。 夹在两个 PN 结中间的 N 型区是源极与漏极之间的电 流通道，称为导电沟道。由于 N 型半导体多数载流子是电子，故此沟道称为 N 型沟道。同理，P 型沟道结型场效应管中，沟道是 P 型区，称为 P 型沟道，栅极 与 N 型区相连。 电路符号如图所示，箭头方向可理解为两个 PN 结的正向导电方 向。二、工作原理从结型场效应管的结构可看出，我们在 D、S 间加上电压 UDS，则在源极和 漏极之间形成电流 ID。我们通过改变栅极和源极的反向电压 UGS，则可以改变两 个 PN 结阻档层(耗尽层)的宽度。由于栅极区是高掺杂区，所以阻挡层主要降在 沟道区。故|UGS|的改变，会引起沟道宽度的变化，其沟道电阻也随之而变，从而 改变了漏极电流 ID。如|UGS|上升，则沟道变窄，电阻增加，ID 下降。反之亦然。 所以改变 UGS 的大小，可以控制漏极电流。这是场效应管工作的基本原理，也是 核心部分。下面我们详细讨论。 1．UGS 对导电沟道的影响 为了便于讨论，先假设 UDS=0。 (a)UGS=0 (b)UGS&0 当 UGS 由零向负值增大时，PN 结的阻挡层加厚，沟道变窄，电阻增大。 (c)UGS=CUp 若 UGS 的负值再进一步增大，当 UGS=CUp 时，两个 PN 结的阻挡层相遇， 沟道消失，我们称沟道被“夹断”了，UP 称为夹断电压，此时 ID=0。2．ID 与 UDS、UGS 之间的关系 假定：栅、源电压|UGS|&|Up|，如 UGS=C1V，Up=C4V。 ⑴ 当 UDS=2V 时， 沟道中将有电流 ID 通过。 此电流将沿着沟道方向产生一个电 压降，这样沟道上各点的电位就不同，因而沟道内各点的电位就不同，因而沟道 内各点与栅极的电位差也就不相等。漏极端与栅极之间的反向电压最高，如： UDG=UDSCUGS=2C(C1)=3V， 沿着沟道向下逐渐降低， 源极端为最低， 如： SG= U CUGS=1V，两个 PN 结阻挡层将出现楔形，使得靠近源极端沟道较宽，而靠近 漏极端的沟道较窄。如下图(a)所示。此时再增大 UDS，由于沟道电阻增长较慢， 所以 ID 随之增加。 ⑵预夹断 当进一步增加 UDS，当栅、漏间电压 UGD 等于 Up 时，即 UGD=UGSCUDS=Up 则在 D 极附近，两个 PN 结的阻挡层相遇，如下图(b)所示。我们称为预夹 断。如果继续升高 UDS，就会使夹断区向源极端方向发展，沟道电阻增加。由于 沟道电阻的增长速率与 UDS 的增加速率基本相同， 故这一期间 ID 趋于一恒定值， 不随 UDS 的增大而增大， 此时， 漏极电流的大小仅取决于 UGS 的大小。 GS 越负， U 沟道电阻越大，ID 便越小。 ⑶ 当 UGS=Up 时，沟道被全部夹断，ID=0，如下图(c)所示。注意：预夹断后还能有电流。不要认为预夹断后就没有电流。 由于结型场效应管工作时， 我们总是要栅源之间加一个反向偏置电压，使得 PN 结始终处于反向接法，故 ID≈0，所以，场效应管的输入电阻 rgs 很高。三、特性曲线1、输出特性曲线 以 UGS 为参变量时，漏极电流 ID 与与漏、源电压 UDS 之间的关系，称为 输出特性，即 I D ? f (U DS ) |U GS ?常数 根据工作情况，输出特性可划分 为四个区域。 ⑴可变电阻区。可变电阻区位于 输出特性曲线的起始部分，此区的特 点是：固定 UGS 时，ID 随 UDS 增大而 线性上升， 相当于线性电阻； 改变 UGS 时，特性曲线的斜率变化，相当于电 阻的阻值不同，UGS 增大，相应的电 阻增大。 ⑵恒流区。该区的特点是：ID 基 本不随 UDS 而变化，仅取决于 UGS 的 值，输出特性曲线趋于水平，故称为恒流区或饱和区。 ⑶击穿区。 位于特性曲线的最右部分， 当 UDS 升高到一定程度时， 反向偏置的 PN 结被击穿，ID 将突然增大。UGS 愈负时， 达到雪崩击穿所需的 UDS 电压愈小。当 UGS=0 时其击穿电压用 BUDSS ⑷截止区。当|UGS|≥|UP|时，管子的导 电沟道处于完全夹断状态，ID=0，场效应 管截止。 2、转移特性曲线当漏、源之间电压 UDS 保持不变时，漏极电流 ID 和栅、源之间电压 UGS 的 关系称为转移特性。即 I D ? f (U GS ) |U DS ?常数 它描述了栅、源之间的电压 UGS 对漏极电流 ID 的控制作用。由图可见： UGS=0 时，ID=IDSS 漏极电流最大，称为饱合漏极电流 IDSS |UGS|增大，ID 减小，当 UGS=CUp 时，ID=0。Up 称为夹断电压。 结型场效应管的转移特性在 UGS=0～Up 范围内可用下面近似公式表示：? U ? I D ? I DSS ?1 ? GS ? ? UP ? ? ? 根据输出特性曲线可以做出转移特性曲线。2§2 绝缘栅场效应管绝缘栅场效应管通常由金属、氧化物和半导体制成，所以又称为金属-氧化 物-半导体场效应管， 简称为 MOS 场效应管。由于这种场效应管的栅极被绝缘层 (SiO2)隔离(所以称为绝缘栅)。因此其输入电阻更高，可达 109Ω 以上。 N 沟道 P 沟道增强型耗尽型共有四种类型。一、N 沟道增强型 MOS 场效应管1．结构 N 沟道增强型 MOS 场效应管的结构示 意图如右图所示。 把一块掺杂浓度较低的 P 型半导体作为衬底， 然后在其表面上覆盖一 层 SiO2 的绝缘层，再在 SiO2 层上刻出两个 窗口，通过扩散工艺形成两个高掺杂的 N 型区(用 N+表示)，并在 N+区和 SiO2 的表面 各自喷上一层金属铝， 分别引出源极、漏极和控制栅极。衬底上也引出一根引线，通常情 况下将它和源极在内部相连。 2．工作原理 结型场效应管是通过改变 UGS 来控制 PN 结的阻挡层宽窄，从而改变导电沟道的宽度， 达到控制漏极电流 ID 的目的。而绝缘栅场效应 管则是利用 UGS 来控制“感应电荷”的多少， 以改变由这些“感应电荷”形成的导电沟道的 状况，然后达到控制漏极电流 ID 的目的。 对 N 沟道增强型的 MOS 场效应管，当 UGS=0 时，在漏极和源极的两个 N+区之间是 P 型衬底，因此漏、源之间相当于两个背靠背的 PN 结。 所以无论漏、 源之间加上何种极性的电 压，总是不导通的，ID=0。 当 UGS&0 时，(为方便假定 UDS=0)，则在 SiO2 的绝缘层中，产生了一个垂直 半导体表面，由栅极指向 P 型衬底的电场。这个电场排斥空穴吸引电子，当 UGS&UT 时，在绝缘栅下的 P 型区中形成了一层以电子为主的 N 型层。由于源极 和漏极均为 N+型，故此 N 型层在漏、源极间形成电子导电的沟道，称为 N 型沟 道。UT 称为开启电压，此时在漏、源极间加 UDS，则形成电流 ID。显然，此时 改变 UGS 则可改变沟道的宽窄，即改变沟道电阻大小，从而控制了漏极电流 ID 的大小。由于这类场效应管在 UGS=0 时，ID=0，只有在 UGS&UT 后才出现沟道， 形成电流，故称为增强型。 3．特性曲线N 沟道增强型场效应管，也用转移特性、输出特性表示 ID、UGS、UDS 之间 的关系，如下图所示。 转移特性：UGS &UT，ID=0；UGS≥UT，才有 ID。UGS↑ID↑；ID=10μ A 时对 应的 UGS 定义为开启电压 UT。 输出特性：也可分为 4 个区，可变 电阻区、恒流区、击穿区和截止区。二、N 沟道耗尽型 MOS 管1．结构 耗尽型 MOS 场效应管， 是在制造过程中，预先在 SiO2 绝缘层中掺入大量的正离子，因此，在 UGS=0 时，这些正离 子产生的电场也能在 P 型衬底中“感应”出足够的电子，形成 N 型导电沟道， 如右图所示。 衬底通常在内部与源极相连。 2．工作原理 当 UDS&0 时，将产生较大的漏极电流 ID。如果使 UGS&0，则它将削弱正离子 所形成的电场，使 N 沟道变窄，从而使 ID 减小。当 UGS 更负，达到某一数值时 沟道消失，ID=0。使 ID=0 的 UGS 我们也称为夹断电压，仍用 UP 表示。UGS&UP沟道消失，称为耗尽型。 3．特性曲线 N 沟道 MOS 耗尽型场效应管的特性曲线如下图所示，也分为转移特性和输 出特性。其中： IDSS―UGS=0 时的漏极电流。 UP―夹断电压，使 ID=0 对应的 UGS 的值。P 沟道场效应管的工作原理与 N 沟道类似。 我们不再讨论。 下面我们看一下各类绝缘栅场效应管(MOS 场效应管)在电路中的符号。§3 场效应管的主要参数场效应管主要参数包括直流参数、交流参数、极限参数三部分。一、直流参数1．饱合漏极电流 IDSS IDSS 是耗尽型和结型场效应管的一个重要参数。 定义：当栅、源极之间的电压 UGS=0，而漏、源极之间的电压 UDS 大于夹断 电压 UP 时对应的漏极电流。 2．夹断电压 UP UP 也是耗尽型和结型场效应管的重要参数。 定义：当 UDS 一定时，使 ID 减小到某一个微小电流(如 1μ A，50μ A)时所需 UGS 的值。 3．开启电压 UT UT 是增强型场效应管的重要参数。 定义：当 UDS 一定时，漏极电流 ID 达到某一数值(如 10μ A)时所需加的 UGS 值。 4．直流输入电阻 RGS RGS 是栅、源之间所加电压与产生的栅极电流之比，由于栅极几乎不索取电 流，因此输入电阻很高，结型为 106Ω 以上，MOS 管可达 1010Ω 以上。二、交流参数1．低频跨导 gm 此参数是描述栅、源电压 UGS 对漏极电流的控制作用，它的定义是当 UDS 一定时，ID 与 UGS 的变化量之比，即 ?I D gm ? ?U GS U ? 常数DS跨导 gm 的单位是 mA/V。它的值可由转移特性或输出特性求得。在转移特 性上工作点 Q 外切线的斜率即是 gm。或由输出特性看，在工作点处作一条垂直 横坐标的直线(表示 UDS=常数)，在 Q 点上下取一个较小的栅、源电压变化量Δ UGS， 然后从纵坐标上找到相应的漏极电流的变化量Δ ID/Δ UGS， gm=Δ ID/Δ UGS。 则? U I D ? I DSS ?1 ? GS ? UP ? 此外。对结型场效应管，可由 ?I D 2I U gm ? ? ? DSS (1 ? GS ) ?U GS UP UP ? ? ? ? 求得2只要将工作点处的 UGS 值代入就可求得 gm 2．极间电容 场效应管三个极间的电容。包括 CGS、CGD 和 CDS。这些极间电容愈小，则管子的高频性能愈好。一般为几个 pF。三、极限参数1．漏极最大允许耗散功率 PDm PDm=IDUDS 2．漏源间击穿电压 BUDS 在场效应管输出特性曲线上， 当漏极电流 ID 急剧上升产生雪崩击穿时的 UDS。 工作时，外加在漏极、源极之间的电压不得超过此值。 3．栅源间击穿电压 BUGS 结型场效应管正常工作时，栅、源之间的 PN 结处于反向偏置状态，若 UGS 过高，PN 结将被击穿。 对于 MOS 管，栅源极击穿后不能恢复，因为栅极与沟道间的 SiO2 被击穿属 破坏性击穿。§4 场效应管的特点场效应管具有放大作用，可以组成各种放大电路，它与双极性三极管相比， 具有以下几个特点： 1、场效应管是一种电压控制器件 通过 UGS 来控制 ID。而双极性三极管是电流控制器件，通过 IB 来控制 IC。 2、场效应管输入端几乎没有电流 场效应管工作时，栅、源极之间的 PN 结处于反向偏置状态，输入端几乎没 有电流。所以其直流输入电阻和交流输入电阻都非常高。而双极性三极管，发射 结始终处于正向偏置，总是存在输入电流，故 b、e 极间的输入电阻较小。 3、场效应管利用多子导电 由于场效应管是利用多数载流子导电的，因此，与双极性三极管相比，具有 噪声小、受幅射的影响小、热稳定性好而且存在零温度系数工作点等特性。 4、场效应管的源漏极有时可以互换使用 由于场效应管的结构对称， 有时漏极和源极可以互换使用，而各项指标基本 上不受影响。因此使用时比较方便、灵活对于有的绝缘栅场效应管，制造时源极 已和衬底连在一起，则源极和漏极不能互换。 5、场效应管的制造工艺简单，便于大规模集成 每个 MOS 场效应管在硅片上所占的面积只有双极性三极管的 5%，因此集 成度更高。 6、MOS 管输入电阻高，栅源极容易被静电击穿 MOS 场效应管的输入电阻可高达 1015Ω ，因此，由外界静电感应所产生的 电荷不易泄漏。而栅极上的 SiO2 绝缘层双很薄，这将在栅极上产生很高的电场 强度，以致引起绝缘层击穿而损坏管子。7、场效应管的跨导较小 组成放大电路时，在相同负载电阻下，电压放大倍数比双极性三极管低。§5 场效应管放大电路根据前面讲的场效应管的结构和工作原理，和双极性三极管比较可知，场效 应管具有放大作用，它的三个极和双极性三极管的三个极存在着对应关系即： G(栅极)→b(基极) S(源极)→e(发射极) D(漏极)→c(集电极) 所以根据双极性三极管放大电路，可组成相应的场效应管放大电路。但由于 两种放大器件各自的特点， 故不能将双极性三极管放大电路的三极管简单地用场 效应管取代，组成场效应管放大电路。 双极性三极管是电流控制器件，组成放大电路时，应给双极性三极管设置偏 置偏流，而场效应管是电压控制器件，故组成放大电路时，应给场效应管设置偏 压，保证放大电路具有合适的工作点，避免输出波形产生严重的非线性失真。一、静态工作点与偏置电路由于场效应管种类较多，故采用的偏置电路，其电压极性必须考虑。下面以 N 沟道为例进行讨论。 N 沟道的结型场效应管只能工作在 UGS&0 的区域，MOS 管又分为耗尽型和 增强型，增强型工作在 UGS&0，而耗尽型工作在 UGS&0。 1．1． 自给偏压偏置电路 右图给出的是一种称为自给偏压电路的偏置电路， 它适用于结型场效应管或 耗尽型场