【导读】我们习惯上用FM来指一般的调频广播，事实上FM也是一种调制方式，即使在短波范围内的27-30MHz之间，作为业余电台、太空、人造卫星通讯应用的波段，也有采用调频方式的。FMradio即为调频收音机。频率调制在电子音乐合成技术中，是最有效的合成技术之一，博士提出。今天看来，卓宁当时只是在完成无线电广播发射中最常用的调频技术。当卓宁领悟了FM调制的基本原理后，他立即开始着手研究FM理论合成技术，并在1966年成为使用FM技术制作音乐的第一人。发音体或称载波体，是实际发出声音的频率振荡器；调制体或称调制器，负责调整变化载波所产生出来的声音。载波频率、调制体频率以及调制数值大小，是影响FM合成理论的重要因素。制体和载波体都是有频率、振幅、波形的周期性或准周期性振荡器。频谱构成中的能量分配，部分地根据频率偏离的量影响。因此，偏离可以担当控制FM信号频谱边频的角色。总体归这，复合频率调制至少有5个基本组合方式。
【正文】 西安邮电大学
关于FM调频的研究报告
第八组：韦昉、贾宗林、
立体声调频——多路信号 9
窄带调频的基本原理 14
四、 基于Multisim的FM调频与鉴频电路设计与仿真 19
课程设计的研究基础 19
五、 FM调频技术的应用 26
FM无线调频系统 26
我们习惯上用FM来指一般的调频广播（76-108MHz，、日本为76-90MHz），事实上FM也是一种调制方式，即使在短波范围内的27-30MHz之间，作为业余电台、太空、人造卫星通讯应用的波段，也有采用调频（FM）方式的。FMradio即为调频收音机。
频率调制（FM）在电子音乐合成技术中，是最有效的合成技术之一，（JohnChowning）博士提出。20世纪60年代，卓宁在斯坦福大学开始尝试使用不同类型的颤音，他发现当调制信号的频率增加并超过某个点的时候，颤音效果就在调制过的声音里消失了，取而代之的是一个新的更复杂的声音。
今天看来，卓宁当时只是在完成无线电广播发射中最常用的调频技术（也就是FM广播）。但卓宁的偶然发现，却使这种传统的调频技术在声音合成方面有了新的用武之地。当卓宁领悟了FM调制的基本原理后，他立即开始着手研究FM理论合成技术，并在1966年成为使用FM技术制作音乐的第一人。
音频信号的改变往往是周期性的，一个最容易理解音频调制技术的范例是小提琴和揉弦，揉弦通过手指和手腕在琴弦上快速颤动，使琴弦的长度发生快速变化，从而最终影响小提琴声音的柔和度。与“FM无线电波”相同，“FM合成理论”同样也有着发音体（载体）和调制体两个元素。发音体或称载波体，是实际发出声音的频率振荡器；调制体或称调制器，负责调整变化载波所产生出来的声音。载波频率、调制体频率以及调制数值大小，是影响FM合成理论的重要因素。
最基本的FMinstrument包括两个正弦曲线振荡器，一个是稳定不变的载波频率fc（CarrierFrequency）振荡器；一个是调制频率FM（ModulationFrequency）振荡器。载波频率被加在调制振荡器的输出上。载波振荡器是一个带有fc频率的简单的正弦波频率，当调制器发生时，来自调制振荡器的信号，即带有FM频率的正弦波，驱使载波振荡器的频率向上或向下变动，比如，一个250Hz正弦波的调制波，调制一个1000Hz正弦波的载波，那么意味着载波所产生的1000Hz的频率，每秒要接受250次的影响产生的调制。制体和载波体都是有频率、振幅、波形的周期性或准周期性振荡器。
在频率调制技术中，调制体的振幅同样对频率调制起关键作用，调制体振幅影响着载波频率调制后变化的深度，假如调制信号的振幅是0，就不会出现任何调制，因此说，就像在振幅调制（AM）中，调制体的频率对载波体的振幅有影响一样，在频率调制（FM）中，载波的频率变化同样受调制体振幅大小变化的影响。
因此，在频率调制过程中，我们可以发现：
A.调制体的频率影响载波体的频率的速度变化。
B.调制体的振幅影响载波频率的深度变化。
C.调制体的波形（或音色）影响载波频率的波形变化。
D.载波体的振幅在频率调制过程中保持不变。
在简单频率调制中，两个振荡器都只用正弦曲线（Sinusoidal）的波形。不过，由于频率调制技术可以制造出非常丰富的频谱，这使得作曲家也不必用频谱过于复杂的波形完成FM合成。事实上，如用一个频谱成分非常丰富的波形作为调制体来调制另一个声音（载波体），调制后的频谱会极其复杂，以至于听起来非常粗糙、刺耳。
在载波频率的任何一边有一些频谱构成，其间隔距离与调制的频率相一致。这些上边频和下边频是成对地根据调制频率（FM）的泛音数组合在一起的。用数学的语言解释，一个简单的FM频谱显示的频率是fc±（Integer），可以假定为任何大于或等于0的值，载波成分就是由k=0来显示的。
频谱构成中的能量分配，部分地根据频率偏离的量影响。这种偏离（Deviation缩写为d）是由调制振荡器产生的。当d=0时，指没有任何调制发生。增加偏离指数就会产生边频，从而获得更大的能量，但是以牺牲载波频率的能量为代价。偏离越大，在边频之间分配的能量越宽，就会带来有振幅变化的更大的边频数。因此，偏离可以担当控制FM信号频谱边频的角色。
假如输入载波为1000Hz调制体为250Hz，那么根据FM频谱分配计算原则，最终，所得频率调制后的输出频率值应该如图13-7所示。每个频谱成分的振幅是由偏离指数和调制频率决定的。
频率调制的效果有时与加法合成有类似的地方，两者的本质区别是，加法合成在基本波形上加上谐波分音，一层又一层，基本波形与其谐波分音同时存在，而FM合成加上去的波形却完全调制了其基本波形而产生另一种十分复杂的波形，因此，频率调制技术与加法合成技术是截然不同的两种合成技术。
复合频率调制（Compositefrequencymodulation）包含两个或两个以上载波体振荡器和两个以上调制体振荡器，它能够产生更多的边频，同时也增加了计算的复杂性。复合频率调制的组合可能性很多，每一种组合都会带来独特的频率合效果。
总体归这，复合频率调制至少有5个基本组合方式。
这个组合包括两个或更多简单的FMinstruments同时工作，所获得的效果是每个FMinstruments输出的总和（图例符号缩写中，al表示载波1的振幅，FL表示载波1的频率，d1表示调制体1的频率偏移，也就是调制体1的振幅，f1表示调制体1的频率，a表示载波振幅，其他图示缩写符号也依此辨别）。
它所获得的效果是每个载波输出的相加总和。
所谓自我调制的载波，就是用信号振荡器的输出调制自身的频率。振荡器的输出信号用一个反馈因素（用FB表示）相乘，在被重新输入到自身的频率输入之前加一个频率值（FM）。反馈因素（用FB表示）在这里可以被看作是一个调制指数。
由于自我调制的处理技术总是在1：1的频率比率中工作，因此永远生成锯齿波状的波形。谐波分音的振幅是按反馈因素值（FB）的比例变化的。
EdwinH.Armstrong是无线广播技术的发展先驱之一，他在1918和1933年分别发明了超外差无线接收机和调频技术[1]，这两项概念和他在1912年发展的再生电路技术已成为现代无线电子的基础。美国的调频电台广播频率为88-108MHz，频道带宽200kHz。调频收音机在1940年问世时仅支持单声道，立体声则要到1960年才出现。本文提供一套调频技术基础课程，内容包括MPX多路信号以及立体/单声道混合(stereo-monoblending)与软静音(softmute)等噪声消除技术。
频率调变是模拟角度调变的一种，它会利用携带信息的基带信号改变载波频率，这些基带信号通常称为信息或信息信号m(t)。调频广播通讯最常传送音频信号，但它也能传送带有低带宽数字信息的数字数据，这些数字信息在欧洲称为无线数据系统(RDS)，在美国则称为无线广播数据系统(RBDS)。调频信号的最简单产生方法是如图1所示，直接把信息信号加到压控振荡器(VCO)。
图1：利用压控振荡器(VCO)产生调频信号
图1将电压信息信号m(t)加到压控振荡器的控制电压，输出信号xFM(t)则是固定振幅的正弦载波，其频率在理想情形下应该是控制电压的线性函数。当没有信息或者信息信号为零时，载波频率等于其中心频率fc；若有信息信号存在，输出信号的瞬间频率会根据下式变得高于或低于中心频率：
其中KVCO是压控振荡器的电压频率转增益，其单位为Hz/V。KVCO×m(t)则是瞬间频率偏移量。输出信号的瞬间相位则如下式，等于2π乘以瞬间频率的积分：
此处为简单起见，已假设相位初始值为零，因此调频输出信号xFM(t)可表示如下：
观察调频输出信号可以发现几件事。首先，无论信息信号为何，调频信号的振幅永远保持不变，这使它具有固定包络线的性质，而且输出功率等于驱动1Ω电阻。其次，调频输出信号xFM(t)会非线性相依于信息信号m(t)，这使调频信号的特性分析很困难。在估计调频信号的带宽时，多半会用如下所示的单频(singletone)信息信号：
其中Am是信息信号的振幅，fm则是信息信号的频率。将此信息信号代入上式即可发现：
其中Δf=KVCOAm代表调频信号与中心频率之间的最大频率偏移量，它直接正比于信息信号的振幅及压控振荡器的增益。Δf则称为最大瞬间频率偏移量。频率偏移量Δf与信息信号频率fm的比值称为调变指数(modulationindex)，通常以β代表。
对单频信息信号而言，输出频谱的有效旁波带(significantsideband)数目是调变指数的函数。这只要将调频输出信号如下表示为第一类n阶Bessel函数即可看出[2,3]：
对上式进行傅里叶变换，即可发现调频输出信号的频谱为离散频谱，且其振幅系数如下式所示等于β的函数：
调频信号的旁波带数目及其相关振幅系数皆可利用表1之类的Bessel函数表求出。
调变指数β有一项重要特性：它决定调频信号的有效旁波带数目，这会进而决定信号的带宽。例如β=时只需要1个旁波带；但若β=5，就需要8个旁波带。调变指数还有另一重要特性：就算频率偏移量不变，它也可能受到信息信号频率改变的影响而出现很大变动。一般而言，随着调变指数增加，旁波带数目和带宽都会变大；但若调变指数是因为信息频率下降而增加(前面提到β=Δf/fm)，调频信号带宽就不见得会变大。这个带宽等于离散频谱单频(tone)的数目乘上信息信号频率fm所决定的频率间隔。对于较复杂的信息信号，我们也可利用BWFM?2(β+1)fm(Carson’srule)估计调频信号带宽[2,3]。根据经验关系式，在不包括载波的情形下，调频频谱的有效频谱单频(significantspectraltone)数目大约等于2(β+1)。举例来说[2]，北美地区商业调频广播的最大频率偏移Δf为75kHz，如果音频的最大信息频率为15kHz，那么β就等于75kHz/15kHz=5，调频信号带宽则等于BWFM=2(5+1)×15kHz=180kHz，很接近所规定的200kHz频道带宽。若以Bessel函数估计带宽则会得到(2×8+1)15kHz=255kHz。在实际应用里，最旁边的几个单频信号几乎不会提供任何功率，因此带宽大约会减至200kHz(假设-10dBc以下单频信号可忽略)。同样的，设计人员应记住这些方程式是从单频信息信号导出，这与同时包含许多不同频率的实际信息信号大不相同；在分析实际信号时，应使用实际信息信号的最大频率做为fm的近似值。
调频信号必须经过频率解调，才能取出所含的信息信号。最基本的频率解调器包含一个鉴频器，它是由一个微分电路及其后连接的包络线检测器组成(图3)。
如下所示，微分电路会把调频信号转换为调幅信号：
包络线检测器则用来取出信息信号m(t)[4]。微分是调频信号解调的关键步骤之一，然而微分却有个副作用：它会放大高频噪声，降低信息信号复原后的信号杂波比(SNR)。为了弥补这项缺点，调频广播公司会在调频发射机的前面加入一个预加重滤波器(pre-emphasisfilter)，以便放大信息信号的高频部份。所有调频接收机都会在接收电路的后面连接一个去加重滤波器(de-emphasisfilter)，利用它衰减高频噪声和干扰，并将信息信号的频率响应恢复为平坦形状。图4是调频发射机与预加重滤波器Hpe(f)方块图，以及调频接收机和去加重滤波器Hde(f)方块图。
预加重滤波器的高通特性转移函式如下所示：
去加重滤波器的低通特性转移函式如下所示：
其中时间常数τx是预加重/去加重时间常数，它在美国及世界某些地区为75μs，在欧洲和其它地区则为50μs。
在不使用预加重和去加重滤波器的情形下，单声道调频信号的信号杂波比为：
其中BT为调频传输带宽(=BWFM)，W为信息信号带宽(?fm)，至于CNR则是载波噪声比(carrier-to-noiseratio)，它等于，其中是白噪声(whitenoise)的双边功率频谱密度[2]，这个信号杂波比公式描述了信息信号质量(SNR)与调频传输带宽之间的取舍关系。在200kHz调频传输带宽和15kHz(β?)信息信号带宽下，调频接收机输出的信号杂波比应能让调频增益比载波噪声比还高出27dB。然而上述信号杂波比方程式只有在载波噪声比很大时才有效，随着调频鉴频器输入端的载波噪声比降低，它最终会产生脉冲噪声，导致喇叭发出各种噪声。脉冲噪声的出现代表调频接收机已进入一个噪声临界区，这称为临界效应。调频临界值是指在特定的调频信号杂波比下，既能改善调频信号又不使其过度偏离理论方程式的最小载波噪声比[2]。如前所述，预加重和去加重滤波器是消除高频噪声，以便提高调频系统信号杂波比的方法之一。在使用预加重和去加重滤波器的调频接收机里，输出信号杂波比的实际改善因子(improvementfactor)可由下式计算：
其中fx=1/2πτx是预加重和去加重滤波器的3dB转角频率(cornerfrequency)[2]。在3dB和信息信号带宽为15kHz的情形下，预加重和去加重滤波器可以提供13dB的改善因子。值得注意的是，这个改善因子同样假设调频鉴频器输入端的载波噪声比很大，因此在调频传输带宽200kHz、信息信号带宽15kHz、以及3dB时(τx=75μs)，调频增益以及预加重和去加重滤波器可针对超出临界值的单声道信号，提供大约27dB+13dB=40dB的信号杂波比改善幅度。尽管这是从前述方程式推导所得，我们在解读该结果时仍要很谨慎，因为该方程式似乎暗示它能在0dB载波噪声比时得到40dB的调频信号杂波比。然而一般情形却非如此，因为标准调频鉴频器通常有12dB载波信号比的临界值，这会使前述结果变为无效。另外，对超出临界值的载波信号比而言，立体信号的信号杂波比改善幅度只会比载波信号比高出17dB[5]。下列方程式即为调频音频的信号杂波比改善幅度：
其中载波信号比(CNR)必须高于临界值[5]。
立体声调频——多路信号
单声道音频广播在1961年以前是调幅、调频和电视的标准，当时的调频广播还包含辅助通讯授权(SubsidiaryCommunicationsAuthorization，SCA)服务，它会通过多路方式与主要声道共同播送，提供背景音乐和其它服务给企业和商店。到了1961年，美国联邦通讯委员会(FCC)核准播送立体声道，这将信号多路的想法扩大到立体音频的产生。立体多路信号的一项要求是兼容于众多现有的调频单声道收音机，为了达成这个目标，多路信号(MPX)的0-15kHz基带部份须同时包含左声道(L)和右声道(R)信息(L+R)，让单声道收音机也能收听立体广播。除此之外，它还会利用(L-R)信息对23-53kHz基带频谱内的38kHz抑制副载波进行振幅调变，以便提供立体音效。多路信号还会包含一个19kHz的前导信号，协助调频立体接收机检测和解碼左声道与右声道信号。这种复合基带信号格式既兼容于现有的调频单声道接收机，又提供足够信息让调频立体接收机解碼产生左声道和右声道立体输出。今天的MPX信号还包含一个57kHz副载波，它会携带RDS和RBDS信号[6]。现代的MPX基带信号频谱如图5所示。
图5：MPX信号的基带频谱
前面的数学分析都假设信息信号m(t)是单频正弦信号，然而今日调频广播所用的信息信号却是MPX信号，它的基带频谱与图5很像。FCC规定立体声传输的最大调变百分比为100%(75kHz的瞬间频率偏移量相当于100%调变)，SCA多路副载波在某些情形下可达到110%调变[5]。图6是典型MPX信息信号里的各种信号发生调变位准崩溃(modulationlevelbreakdown)的例子。
图6：MPX频谱的信号调变位准
假设图6里各个信号之间没有任何关联性，那么MPX信号的调变位准就等于所有次通道位准的算术和，%峰值频率偏移量。从前面提到的Δf=KVCOAm可知，频率偏移量等于信息信号振幅乘上常数KVCO，故当KVCO固定不变时，MPX信息信号内的所有次信道信号振幅都必须调整，以便得到适当的总频率偏移量。
图7是用来产生MPX信号的MPX编码器概念方块图，其中L(t)和R(t)代表左声道和右声道的时域波形，RDS(t)代表RDS/RBDS信号的时域波形。此时可将MPX信息信号表示如下：
其中C0、C1和C2都是增益值，分别用来调整(L(t)±R(t))信号、19kHz前导信号和RDS副载波信号的振幅，以便产生适当的调变位准。
图8是MPX译码器的概念方块图，可从MPX信息信号m(t)取出左声道，右声道和RDS信号。信息信号会送到三个中心频率为19、38及57kHz的带通滤波器和一个3dB截止频率为15kHz的低通滤波器。19kHz带通滤波器是个高Q值滤波器，从MPX信息信号取出19kHz前导信号。这个前导信号的频率会被提高2和3倍，以便产生(L-R)和RDS信号解调所需的本地振荡器(LO)信号。接着只要将(L+R)和(L-R)信号相加与相减，就能得到左声道与右声道立体音频。电路还可将RDS信号与57kHz本地振荡器信号混波降频，然后将信号送到匹配滤波器取出RDS数据。
从前述分析可看出维持良好立体分离度(stereoseparation)的困难所在。首先，若将单声道信号送到译码器输入，则由于单声道信号未包含前导信号、(L-R)和RDS信号，所以它们都会等于零。此时，译码器的左声道和右声道输出都是(L+R)信号，这等于将单声道信号复原。其次，在产生MPX信号或还原左声道和右声道时，任何增益或相位不匹配都会造成立体隔离度下降，这会让左声道包含一些右声道信息，右声道也会有些左声道信息(这又称为声道分离度或串讯)。例如在图8所示的译码器里，假设15kHz低通滤波器的增益不匹配程度为1%，那么立体分离度就约为-46dB。这个例子说明若要维持良好的立体分离度，左声道与右声道信号路径的振幅与相位都必须完美匹配，这对利用模拟电路设计的编码器和译码器相当困难。
为了提高调频广播的音质，新出现的调频调谐器都已采用立体与单声道混合以及软静音等噪声消除技术，例如SiliconLaboratories的Si4700调频调谐器和支持RDS/RBDS功能的Si4701调频调谐器。
图9是典型的调频特性曲线，X轴代表射频信号强度，Y轴代表左声道音频输出相对其最大输出强度的正规值，亦即0dB代表左声道音频输出信号的最大输出强度。图9包含左声道音频、右声道音频、立体声噪声和单声道噪声，这些信号全都以相对于左声道音频强度的方式绘制。在这个例子里，射频信号输入强度超过RF3就会使调谐器进入完全立体声模式，并提供30dB的立体分离度和55dB的立体信号杂波比。如果调谐器被迫在此区内进入单声道模式，单声道信号杂波比将高达60dB。单声道信号杂波比的增加是因为它的带宽较小，只有15kHz；相形之下，立体声MPX信号就需要53kHz带宽。如果射频信号强度在RF2与RF3之间，左右声道的音频就会开始混合，产生立体与单声道混音现象。左右声道混合也会造成立体噪声与单声道噪声混合，进而提高音频的信号杂波比。如果没有混合现象，立体噪声就会成为图里的蓝黑虚线，音频信号杂波比与射频接收灵敏度也会小于出现立体单声混合的调谐器。在此例中，RF0代表调谐器在立体单声混合下的接收灵敏度，RF1则是没有立体单声混合时的灵敏度。灵敏度一般定义为“达到一定音频信号杂波比所需的最小射频输入强度”，此处则具体定义为达成1dB音频信号杂波比所需的射频信号强度。另外，当调谐器的射频输入强度下降时，噪声强度会迅速增加，且其增幅远超过音频输出的下降速度。在此例中，当射频信号降到灵敏度(RF0)以下时，音频输出只会从最大输出值下降约6dB，噪声却大幅增到和音频输出同样强度。当此情形出现时，不仅噪声和音频强度完全相同，而且只比最大音频输出小6dB，所以听起来会很吵。要将射频信号微弱区的噪声减至最少，一个方法是利用软静音技术同时衰减音频和噪声。图10是包含软静音的调频特性曲线，此时启动软静音功能会让音频和噪声都衰减14dB，变成比最大音频输出还低20dB，这能将噪声减至最少和提供更好的产品使用经验。
图10：包含软静音功能的调频特性曲线
Si4700和Si4701调频调谐器是业界最先采用数字低中频架构和全CMOS工艺技术的收音机调谐器组件，整个解决方案仅需一颗外接电源旁路电容和不到20平方毫米的电路板面积。图11就是这两款组件的功能方块图。数字低中频架构不仅省下多颗外部元器件，而且不必为了补偿模拟工艺变异而在工厂进行调整。这种混合信号架构可以利用DSP执行通道选择(channelselection)、调频解调和立体音频处理，进而提供超越传统模拟架构的更高效能。
图11：Si4700/01数字低中频FM调谐器的功能方块图
Si4700与Si4701调频调谐器包含可程序、立体/单声道噪声临界值和软静音参数，能以最大弹性降低噪声。这两款组件都利用DSP在各种收讯条件下提供最佳音质，这种丰富的功能以及优异的整合度与效能全都来自数字低中频无线架构，以及利用数字技术实作的调频解调、MPX译码和噪声消除功能。除了简化与加速设计导入作业外，数字低中频架构还有很高的功能整合度，只需外接一个旁路电容就能完成设计，这能提高质量和改善可制造性。
调频广播已成为全球最主要的大众传播媒介之一。由于世界各地购买和使用调频收音机的听众不断增加，越来越多的便携式产品设计人员开始将调频收音机功能加入其产品，例如MP3播放机和行动电话。了解调频收音机的基本原理可以协助设计人员开发更高效能的产品，包括传统的独立收音机或下一代多用途装置。
角度调制信号的一般表达式为：
所谓频率调制(FM)指瞬时频率偏移△ω随调制信号f(t)成比例的变化，即：
至此，得到窄带调频的一般表达式。以式(7)作为数学模型，可直接建立窄带调频的原理框图，如图1所示。
由上面的推导可知，窄带调频可以由乘法器实现，因此必然可用相干解调的方法来回复原调制信号，如图2所示，NBFM信号在接收端首先经过带通滤波器(BP)滤除频带外信道加性噪声，然后经过乘法器与载波(-sinωct)相乘，用低通滤波器滤除乘出来的高频分量，最后经微分器去掉f(t)外面的积分，在输出端恢复原调制信号f(t)。
另一种FM解调器就是所谓积分鉴频器，如图3所示。这类FM解调器已在很多单片FM收音机和接收机芯片中使用。
图3中，调频信号分成两路，一路直接接到乘法器，另一路经过一个耦合电容与一个LC并联谐振回路组成的相移电路产生正交信号，作为乘法器的另一个输入。所有相移由耦合电容产生的相移及谐振回路产生的附加相移组成。
为了简化问题，将输入的NBFM信号简单表示为一般角度调制信号的形式：
则通过上述相移网络产生的另一路信号为：
式中：系数C1，C2由电路参数确定。两路信号经过乘法器后的输出为：
其中，后一个频率分量中的和项可用LP(低通滤波器)滤除，故输出可化简为：
式中：f(t)为调制信号。另外，要得到式(10)的近似结果，还要求系数C2足够小。
特别说明的是，在实际计算机仿真中没有由耦合电容和谐振回路构成的相移网络，只能用其他方法的替代来实现相移。一种方法是用一个希尔伯特(Hilbert)变换滤波器来实现，因为希尔伯特滤波器会引起整个通帮内信号产生90°相移；另一种方法是通过一个简单延刚电路产生相当于载波1／4周期的延时，从而在载波中心频率上产生90°相移。当然，这样做是一个理想化的近似，淡化了部分会在实际相移电路中出现的问题，但这样并不影响对整个调制解调过程的分析和判断。
由上面的论述分析，参照窄带调频信号的调制解调原理框图，在通信仿真软件Systemview中建立完整仿真模型如图4所示。
说明：参照图1建立的窄带调频调制模块，也称间接法调频；参照图2和图3建立了解调模块，由相干解调和积分鉴频器解调两种方法组成，在积分鉴频器中完成90°相移的部分又分延迟法和希尔伯特法两种。
在实际仿真中，仿真参数可根据实际情况灵活改变，以期达到较好的仿真效果。需要特别说明的是延时Delay的设置：假设载波频率为500Hz，设仿真系统的采样频率为2000Hz，它刚好是载波的4倍，即系统采样周期(1／μs)为载波周期的1／4。可以选择刚好延迟一个系统采样周期500μs，也就是延迟了载波周期的1／4，从而实现相移90°的目的。
运行仿真，完成后直接由SystemView分析窗口中导出结果波形。
图5为SystemView接收计算器计算出来的NBFM信号的频谱图(放大之后只取了单边)，中心是500Hz的载频分量，正的上边频(图中两侧的小凸起)位于505Hz处，负的下边频位于495Hz处，符合事先对NBFM信号频谱的估计。看起来NBFM与熟悉的AM频谱非常相似，作为对比，给出常规AM调幅信号的频谱图如图6所示。对比上下边频发现，NBFM的下边频和AM反相。为了进一步区分它们，可以画出其矢量相加图，如图7所示。
从图7中可以看到，在NBFM中，由于下边频为负，它们的合成矢量与载波正交相加，使得NBFM存在相位变化△φ。当满足式(5)时，△φ非常小，引起的幅度变化可以忽略。这是NBFM属于角度调制，区分于AM的本质所在。因为在AM中，上下边频的合成矢量与载波同相，不存在相位变化。
下面根据仿真结果对NBFM的两种解调方式加以对比。
为了有利于直观对比，将两种方法解调出来的信号画在同一张图上，如图8所示。显然，相干解调的效果要好，信号失真较小。从解调出来的信号幅度上来看，相干解调的信号幅度大约是鉴频器解调的50倍(调制信号的初始幅度设为1)。这与NBFM信号的产生过程有关，因为窄带调频是由乘法器实现的，所以用相干解调是最为直接的，也是误差最小的方法(这一点与AM调幅相似)。然而适用于普通FM信号解调的积分鉴频器法在仿真中效果不佳，无论是延时法，还是希尔伯特变换法，从图中都可以看到信号幅度相比非常小，极易在解调过程中被噪声淹没(本文为了简化问题，在仿真中没有加入噪声)，也就是说在实际电路中需要加入大功率放大器。
假设输入的噪声功率相同，可以计算出NBFM信号中两种解调方法下输出信噪比的比值为：
显然，对于NBFM信号来说，相干解调的抗噪声性能要好得多。
此外，还可利用SystemView特有的分析窗口计算器，对NBFM信号的功率谱、相位特性等进行分析。限于篇幅，这里就不再具体介绍了。
因此，分析介绍了模拟调制中常见的窄带调频基本原理，并在最后建立了SystemView系统仿真模型。基本给出了利用通信仿真软件分析问题的思路，即推导分析原理一画出原理框图一按照原理框图在SystemView中建立仿真模型一调整参数，运行仿真一分析仿真结果，给出结论。熟悉了解这个过程，就可以充分利用相关EDA软件为研究通信问题服务，大大提高了科研效率。
四、基于Multisim的FM调频与鉴频电路设计与仿真
《高频电子线路》主要的学习内容是无线电通信系统中发射和接收设备中单元电路的形式及工作原理等。在无线电发射机中，需要发射的低频调制信号（如由语音信号转换而来的电信号）都要经过调制才能发送传输。
所谓调制是指用低频调制信号去改变高频振荡波，使其随低频调制信号的变化规律（幅度、频率或相位）相应变化的过程。由这些经过调制后的已调波携带低频信号的信息到空间进行传输，完成信号的发射。从频谱的角度来看，调制是将低频调制信号的频谱从低频端搬到高频端的过程。
所谓解调是在无线电接收机中，从接收到的已调波信号中恢复出原低频调制信号的过程称之为解调。从频谱的角度来看，解调则是将信号的频谱从高频端搬回到低频端的过程。
调频电路广泛运用于无线广播、电视节目传播、移动通信、微波和卫星等
信系统中，频率调制信号比调幅信号抗干扰性强。
使载波频率按照调制信号改变的调制方式叫调频。已调波频率变化的大小由调制信号的大小决定，变化的周期由调制信号的频率决定。已调波的振幅保持不变。调频波的波形，就像是个被压缩得不均匀的弹簧，调频波用英文字母FM表示。
Multisim是一个能进行电路原理设计、对电路功能进行测试分析的仿真软件。Multisim的功能更强大，更适合于对模拟电路、数字电路和通信电路等的仿真与测试。它的元器件库提供数千种电路元器件供仿真选用，提供的虚拟测试仪器仪表种类齐全，还有较为详细的电路分析功能，仿真速度更快。它将实验过程中创建的电路原理图、使用到的仪器、电路测试分析后结果的显示图表等全部集成到同一个电路窗口中，具有直观、方便、实用和安全的优点。
许多调频发射电路中采用直接调频电路：如无线麦克风发射电路、无线遥控玩具的发射机电路及对讲机电路等。在模拟电路课程的学习中，我们学习过各种振荡器，这些振荡器产生的是频率、幅度不变的单频余弦波。按照调频波的定义，若这些振荡器的频率能够被低频信号直接控制而改变，则振荡器就可输出调频波，相应的称这些电路为直接调频电路。
调频就是用调制信号控制载波的振荡频率，使载波的频率随着调制信号变化。已调波称为调频波。调频波的振幅保持不变，调频波的瞬时频率偏离载波频率的量与调制信号的瞬时值成比例。调频系统实现稍复杂，占用的频带远较调幅波为宽，因此必须工作在超短波波段。抗干扰性能好，传输时信号失真小，设备
把含有信息的低频信号从经过传输的调频波中解调出来，还原含有信息的低频信号，称为鉴频。
使载波频率按照调制信号改变的调制方式叫调频。已调波频率变化的大小由调制信号的大小决定，变化的周期由调制信号的频率决定。已调波的振幅保持不变。调频波的波形，就像是个被压缩得不均匀的弹簧，调频波用英文字母FM表示。
变容二极管是根据PN结的结电容随反向电压改变而变化的原理设计的。在加反向偏压时，变容二管呈现一个较大的结电容。这个结电容的大小能灵敏地随反向偏压而变化。正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会明显地随调制电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。
变容二极管的反向电压与其结电容呈非线性关系。其结电容Cj与反向偏置电压ur之间有如下关系：
式中，UD为PN结的势垒电压，Cj0为ur=0时的结电容;γ为电容变化系数。
。图中虚线左边是一个LC正弦波振荡器，右边是变容二极管和它的偏置电路。其中Cc是藕合电容，ZL为高频扼流圈，它对高频信号可视为开路。变容二极管是振荡回路的一个组成部分，加在变容二极管上的反向电压为
式中，VQ=Vcc-VB是加在变容二极管上的直流偏置电压；uΩ(t)为调制信号电压。
结电容随调制电压变化关系
(a)是变容二极管的结电容与反向电压ur的关系曲线。由电路可知，加在变容二极管上的反向电压为直流偏压VQ和调制电压uΩ(t)之和，若设调制电压为单频余弦信号，即uΩ(t)=UΩmcosΩt则反向电压为:
(b)所示。在ur(t)的控制下，结电容将随时间发生变化，(c)所示。结电容是振荡器振荡回路的一部分，结电容随调制信号变化，回路总电容也随调制信号变化，故振荡频率也将随调制信号变化。只要适当选取变容二极管的特性及工作状态，可以使振荡频率的变化与调制信号近似成线性关系，从而实现调频。
设调制信号为uΩ(t)=UΩmcosΩt，加在二极管上的反向直流偏压为VQ，VQ的取值应保证在未加调制信号时振荡器的振荡频率等于要求的载波频率，同时还应保证在调制信号uΩ(t)的变化范围内保持变容二极管在反向电压下工作。加在变容二极管上的控制电压为
相应的变容二极管结电容变化规律为
当调制信号电压uΩ(t)=0时，即为载波状态。此时ur(t)=VQ，对应的变容二极管结电容为CjQ:
上式表示的是变容二极管的结电容与调制电压的关系。而变容二极管调频器的瞬时频率与调制电压的关系由振荡回路决定。，振荡器振荡回路的等效电路，(a)所示。
设C1未接入,Cc较大,即回路的总电容仅是变容二极管的结电容,(b)所示。加在变容二极管上的高频电压很小,可忽略其对变容二极管电容量变化的影响,则瞬时振荡角频率为
因为未加调制信号时的载波频率
根据调频的要求,当变容二极管的结电容作为回路总电容时,实现线性调频的条件是容二极管的电容变化系数γ=2。若变容二极管的电容变化系数γ不等于2，设uΩ(t)=UΩmcosΩt，则，可以在mcosWt=0处展开成为泰勒级数,得
通常m<1，上列级数是收敛的。因此,可以忽略三次方项以上的各项,则从上式可知,对于变容二极管调频器,若使用的变容二极管的变容系数γ≠2,则输出调频波会产生非线性失真和中心频率偏移。其结果如下：
,二次谐波失真的最大角频率偏移
调频波的二次谐波失真系数为
c．调频波会产生中心频率偏移，其偏离值为
中心角频率的相对偏离值为
综上所述，若要调频的频偏大，就需增大m，这样中心频率偏移量和非线性失真量也增大。在某些应用中，要求的相对频偏较小，而所需要的m也就较小。因此，这时即使γ不等于2，二次谐波失真和中心频率偏移也不大。由此可见，在相对频偏较小的情况下，对变容二极管γ值的要求并不严格
变容二极管的结电容作为回路总电容的调频电路的中心频率稳定度较差，这是因为中心频率fc决定于变容二极管结电容的稳定性。当温度变化或反向偏压VQ不稳时，会引起结电容的变化,它又会引起中心频率较大变化。为了减小中心频率不稳,提高中心频率稳定度，通常采用部分接入的办法来改善性能。变容二极管部分接入振荡回路的等效电路如图3-3（a）所示。变容二极管和Cc串联，再和C1并联，构成振荡回路总电容C∑
加调制信号uΩ(t)=UΩmcosΩt后，总回路电容C∑为
从上式知，调频特性取决于回路的总电容C∑，而C∑可以看成一个等效的变容二极管，C∑随调制电压uΩ(t)的变化规律不仅决定于变容二极管的结电容Cj随调制电压uΩ(t)的变化规律，而且还与C1和Cc的大小有关。变容二极管部分接入振荡回路，中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但最大频偏要减小。
根据图4-1建立的调频仿真电路如图5-1所示。图中,设置压控振荡器V1在控制电压为0时,输出频率为0;控制电压为5V时,输出频率为50kHz。这样,实际上就选定了压控振荡器的中心频率为25kHz,为此设定直流电压V3为2.5V。调制电压V4通过电阻R5接到VCO的输入端,R5实际上是作为调制信号源V4的内阻,这样可以保证加到VCO输入端的电压是低通滤波器的输出电压和调制电压之和,从而满足了原理图的要求。本电路中,相加功能也可以通过一个加法器来完成,但电路要变得相对复杂一些。
图5-1锁相环调频的仿真电路
VCO输出波形和输入调制电压V4的关系如图5-2所示。由图可见,输出信号频率随着输入信号的变化而变化,从而实现了调频功能。
图5-2锁相环调频实验波形
图5-3相应锁相鉴频电路的仿真电路。图中的压控振荡器的设置与锁相环调频电路相同。为了进一步改善低通滤波器的输出波形,在R1、C1的输出端,又串接了一级低通滤波电路(R4、C2)。
图5-3锁相环鉴频的仿真电路
由于锁相环鉴频时要求调制信号要处于低通滤波器的通带之内,因此电阻R1的阻值要比调频电路中的阻值小。本例中,R1=10k。仿真波形如图5-4所示。由图可见,该电路实现了鉴频功能。如果将R4、C2的输出作为VCO的输入,则仿真结果不再正确,这在实际仿真时需要注意。
图5-4锁相环鉴频频实验波形
五、FM调频技术的应用
现在人们谈到聋儿的语训和沟通往往能想到的是助听器和人工耳蜗，没错，他们是可以在很大程度上帮助聋儿获得听觉信息，但是从语训的角度上来说，我们不可以忽略FM无线调频系统，这个我认为目前世界上最有效的语训工具，它可以帮助聋儿听的更清楚（语言识别能力），只有在听的更清楚的基础上，我们才能更有效的帮助聋儿实现语言能力的康复。我们只满足聋儿的语言能力的康复吗？这仍然只是基础，我们的目的是让聋儿能够在普通学校里和正常孩子一样获得学术知识，在人际交往中实现更好的沟通，这些还是离不开FM无线调频设备的帮助。我们的家长，包括学校在这方面谈论的都不多，希望我的个人体会能帮助到那些想给孩子寻找更好的工具去帮助孩子实现正常的沟通的家长们。
语言听力识别能力（通俗的说就是听的清）的最重要的一个指标就是信噪比，我们通常用S/N来表示。就是我们希望听到的声音和不希望听到的声音（噪音）之间的比率。提高信噪比就可以听的更清楚。目前世界上最有效提高信噪比的工具就是FM无线调频设备，它不仅可以帮助孩子的语训效果更好，也能帮助孩子在正常学校学习的时候听的更清楚。FM无线调频系统的研制就是为了帮助孩子提高语言能力和学习的。工欲善其事,必先利其器。为了达到更好的语训效果，我们应该了解FM无线调频这个利器。 什么是FM无线调频系统
简单的说它是由发射机和远端机（接收机）+助听器（人工耳蜗）组成。
应用于聋校的会更复杂点。麦克风收集说话者的声音，并通过发射机将信号传输给远端机（接收机），声音继续通过聋儿的助听器（人工耳蜗）被聋儿接受。 FM无线调频系统可以是一对一，也可以是一对多。 FM调频系统的简单历史
FM无线调频系统之前 Electronics Futures Inc公司在1963年的时候发明了AM无线电波系统应用于聋儿教学，当时的系统还是需要电线连接的，接收器和耳机都体积庞大，使用不方便，而且庞大的耳机也很不适合孩子。最终这家公司在1972年退出了听力行业。
FM无线调频系统的产生 大概在1967年或者1968年，PHONAK（峰力）公司推出了FM无线调频设备，后来PHONAK又推出了了无线的，小巧的，方便老师和学生使用的设备。FM无线调频系统才迅速的被欧美的学校接受。现在，体积最小的FM无线调频设备就是PHONAK（峰力）公司研制的。当时使用的频率只能是商业FM频率，在教学中，老师和学生会受到商业信号的干扰。为了解决这个问题，PHONAK公司经过长期的努力，最终让FCC（美国通信委员会）在1971年特批了专门的无线频率段给聋儿语训使用，专门为聋儿研制的FM无线调频系统就此产生了。此后各个国家纷纷制定了各自的政策，特批了专门用于聋儿使用的无线频率段。
FM无线调频系统的今天 现在的FM产品已经不是传统的FM设备了，不过我们仍然使用这个习惯的称呼。现在最新的产品已经是动态调频（WD）技术了。
从这个简单的历史可以看出，FM无线调频产品从研发开始就是为聋儿康复训练设计的，这也是为什么它从诞生之日起就被聋儿康复教育工作者和聋儿家长关注，并迅速被接受的原因。可能有的家长还是会问这个问题，为什么呢？这是因为所有语训康复，在正常学校学习，日常交流的基础是孩子要挺清楚他要听的，也就是语言识别能力。有了这个基础，我们聋儿康复工作者创造出的各种康复方法，发声，阅读，交流等一系列教学方法才能最有效的在孩子身上实现。
现在的孩子都有不错的助听器，有些是人工耳蜗，但是在教室里，我们无法回避的问题是，噪声，距离和回声，这些因素会大大降低声音的信噪比，孩子的语言识别能力，自然就会减低孩子语训康复的效率。如果聋儿孩子在普通学校随班就读，这三个因素就更明显，国外有很多研究表明，有听力障碍的孩子在普通学校随班就读的时候，成绩要低于正常孩子，不是有听力障碍的孩子智力问题，而是他们经常听不清老师说的东西。因为在学校，噪声，教室回声，距离的问题是现实存在的。 FM无线调频系统为什么可以帮助语训康复
FM无线调频系统几乎把老师的话从老师的嘴里直接传输到聋儿的耳朵里，这就解决了距离的问题，我们都知道，助听器的良好工作距离只有两米，而且孩子好动的天性使得你要限制孩子和你面对面控制在两米内
距离是不现实的。有些游戏和教学内容的安排就需要孩子在教室里活动，FM无线调频系统可以解决距离使得信噪比降低的问题。
现在的技术已经可以使得FM无线调频系统很好的消除教室回声和噪声的问题，特别是WD技术，可以随着环境噪声的改变动态调整，确保孩子接受到的最佳的信噪比。
更重要的一点是，这个系统不仅帮助孩子，也帮助老师。老师告别了上课基本靠吼的教学方式。老师工作强度降低了，上课不那么累了的同时，也能发过来能更好的关注孩子了。 FM无线调频系统用在什么地方
除了之前一直在说的语训康复中使用，这套系统的优势很明显也可以帮助随班就读的孩子，日常孩子的沟通交流。关于日常沟通交流，使用助听器的朋友可以很容易的说出好多助听器不能帮助他们的场景，比如人比较多的嘈杂环境（会场），开动的汽车里，餐厅里，一群学生的学习讨论（成年听力障碍人士参加工作小组讨论）等等。FM无线调频系统可以很好的帮助听力障碍的人克服这些问题，带来更好的学校交流效果。
什么是FM辅听系统，FM辅听系统是一套为个人或集体提供听觉帮助的无线调频系统，该系统利用无线调频电波的频率性来传递声音信号，由说话者佩戴用来放大他的语音并通过电子接收装置和专用的耳麦或聆听者的助听器直接传送到聆听者的耳朵 ，此设备减少了背景噪声的干扰及说话者同聆听者之间的距离所带来的影响。近年来，无线调频辅听系统技术发展迅速，比如最新的芯片设计和制造技术能将DSP芯片嵌入到FM的发射器里，从而实现对声音发送时进行实时处理：包括对混响声处理，降噪处理等。无线调频发射器可以在不同的情况下发射不同的信号，使用者可选择不同的指向性传声器，可以在噪音的环境下更有效地进行交流，这样对提高信噪比非常有效。
FM辅听系统的分类，传统意义上，FM辅听系统可以划分为以下两种类型：FM个人辅听系统和FM集体辅听系统，即一对一和一对多，随着技术的进步，FM个人辅听系统是发展最快的，供个人使用的高科技技术，发射器和接收器可以是一对一或一对多。目前，FM辅听系统在助听器行业广泛运用，作者认为，现在市场上的FM辅听系统，亦可以分为以下几类：
FM个人辅听系统，主要应用于听力正常和轻中度听力损失人群。无线传声器经无线调频把声音传送到接收器，再通过耳机直接传送到聆听者耳朵。
FM助听器辅听系统，主要应用于佩戴助听器人群。助听器通过音靴与FM辅听系统的接收器相连接，说话者的言语声经过麦克风及发射器转换为无线电波传输到接收器，再通过助听器，直接将言语信号传入佩带者耳朵。
FM声场辅听系统，可应用于任何人群，包括听力正常、轻中度听力损失及佩戴助听器人群，主要应用场合为公开场合，教室、礼堂或公共场所开会的地点。无线传声器经无线调频把声音传送到接收器，再通过放大由扬声器传送到出去。
FM辅听系统的组成包含：麦克风、发射器、接收器和发生装置。
基本原理：言语信号经由麦克风转变为电信号，经线路传送至发射器，由发射器将电信号转变为无线调频电波，经空间传播，接收器接收相应的无线调频电波信号，将其转变为电信号，再经相应的发生装置转变为言语信号。FM个人辅听系统的发声装置为耳机，FM助听器辅听系统的发声装置为助听器，FM声场辅听系统的发声装置为扬声器。
说话者发出言语信号传递到聆听者的过程中，容易受一些因素的干扰，尤其是一些特殊的复杂的环境，距离、噪声和混响均对聆听效果存在一定的影响，其中，以距离所产生的影响为主。这样的场所包括：学校的教室、会议室、剧场等。
声源发出的声波的能量，会被周围空气介质逐渐的吸收，造成声波能量的衰减。在物理声学中，声源发声可认为是一自由声场球面波，声源为球心，假设声波能量不变（忽略空气的吸收），r1和r2两点（r1和r2为两点到声源的距离）的声压级之差为＝20lg（r2/r1），由此可知，对于自由声场中的球面波，离生源的距离每增加一个倍程，声压级衰减6dB。如图所示，为距离声源的距离同声压级变化的曲线。 而若使用FM辅听系统，不论是FM个人辅听系统、FM助听器辅听系统还是FM声场系统，声波经转换直接作用于聆听者耳朵，减少了因为距离所带来的声波能量的衰减。
一切我们不想听到的声音均可以认为是噪声，即使是优美的音乐，在干扰我们正常的学习、工作或休息时亦为噪声。信噪比＝言语信号强度－噪声信号强度。提高信噪比对言语可懂度的提高十分有意义，在教室中，教师的言语信号由第一排学生传递至最后一排学生，言语信号逐渐减弱，而教室内的噪声信号相对不变，因此，第一排学生处的信噪比相对于最后一排学生的信噪比要高，那么最后一排的学生的言语可懂度将受到影响。研究表明，对正常听力儿童而言,5 dB 的信噪比足以使他们在教室中听清老师的言语,但对有重度听力损失的儿童,5 dB 的信噪比是不够的,他们需要15～20 dB 的信噪比,调频语训系统能提供这一信噪比,提高言语可懂度,增加聋儿与老师的交流。同样调频语训系统也适用一些特定的场合,如聚会,公交车上。
房间内的声源受六面墙壁或其他反射体的交替反射，使空间的声能在一定时间内不断叠加，即使声能停止发声，声波仍可持续一段时间，这种现象称为混响。房间尺寸较小时，声波在短时间内就受到界面的多次反射，由于界面的吸收而使空气中的声能很快衰减，大房间的情况正相反。即使是听力正常者，在分辨言语信号与反射信号时也会感觉困难，而对于助听器佩带者，很难分辨。使用FM辅听系统，言语信号可以直接传送到聆听者的耳朵，减低了混响现象的干扰。
目前国内市场上的FM辅听系统以Phonicear和Phonak公司的产品为主，两公司的产品虽然在外观、性能方面均有所不同，但使用的方式及目的均类似，因篇幅有限，这里我们简单介绍一下Phonicear公司FM助听器辅听系统的产品，其他产品和Phonak公司的产品大家可以参照Phonicear的FM助听器辅听系统产品。
此系统包含两个部分：发射器和接收器。频率为216M-217MHz发射器：在发射器中整合了1组全方位 + 4组方向性麦克风，来实现方向性,包括三种模式，全向性、方向性和超级方向性，分别适用于比较安静的环境、比较嘈杂的环境和非常嘈杂的环境。同时，发射器还可以直接连接电视机，音响等音频设备，使得这些设备的声音可以直接传送至聆听者。
接收器：接收器也有三个模式可以选择，分别为FM;FM+MIC和MIC，三个模式的选择取决于聆听者的需要及与声源的距离，当距离较远时，应选择FM，当距离适中，FM和FM+MIC均可，当距离很近时，三个模式可自由选择。不同的接收器可以是相同的通道，也可以是不同的通道，这取决于接收器的类号，具体的通道类型可以在接收器的标签上查到。在接收器上可以调节增益，范围为±7dB。
LEXIS的使用：将发生器的通道数调整为接收器标签上的通道数，将接收器与助听器通过音靴相连接，这样，这套完整的设备就连接好了，通过转换发射器的模式，可以实现不同的聆听效果。
进来FM辅听系统发展迅速，有些厂商已经把FM辅听系统的接收器整合到了助听器中，这样，仅使用发射器就可以实现连接，但要注意通道的一致性。
目前，国内市场上的FM辅听系统，主要针对听力正常人群和助听器及人工耳蜗佩戴人群，人工耳蜗佩戴者所使用的FM辅听系统与助听器佩带者基本相同，只是将接收器与人工耳蜗的言语处理器相连接，接收器将接收到的无线调频电波转换为电信号，直接刺激使用者的听神经，从而达到聆听效果。
助听器佩戴人群所使用的FM辅听系统，主要应用于各个康复机构及聋校，使听力损失人群接受更清晰的言语信号，从而达到康复及教育的目的。
听力正常人群所使用的FM辅听系统，多在大型教室，会场，剧院，电影院等地使用，即多数为FM声场辅听系统，使得清晰的声音信号传递到每一位聆听者的耳中，为人们的生活、工作和学习提供有力的帮助，提高人们的生活质量
从目前的研究结果分析，影响儿童中枢听觉处理失调占 3 ％－ 5 ％，患记忆障碍、多动症的儿童占 4 ％－ 12 ％，由学习障碍高达 5 ％－ 10 ％。通常，家长和老师把这类儿童一概视为有听觉困难。尤其在噪音环境下，他们对言语的理解非常困难，无法进行正常交流，使得他们的智力发育、语言形成和学习受到极大影响。同时，环境噪音、过长的混响时间、不利的信噪比都会使这些儿童处于恶性循环。随着离教师的距离越远，室内噪音的影响越大。Jerger 和 Muziek 在 2000 年发现这些儿童的临床症状属于中枢听觉系统失调和其它障碍引起的。但是，从听力学得角度，这部分儿童的听力阈却完全正常。在他们的研究中，让这些儿童使用无线调频辅听系统，有效地改进了儿童对声音的接受，从而大大减缓这些疾病的影响。
研究表明，对重度听力损失的儿童,在噪声环境下,单耳使用ML（microlink） - FM 系统比不使用该系统的言语可懂度提高26 % ,双耳使用比不使用ML - FM 系统的言语可懂度提高32. 80 %;安静环境下,相距5米,单耳使用该调频系统比不使用的言语可懂度提高43. 60 % ,双耳使用比不使用该调频系统的言语可懂度提高49. 40 %。单耳与双耳无明显差异。学外语,接电话,听音乐,看电视等向来是重度听力损失儿童比较困难的,ML - FM 系统还可以与电视、录音机及外语电教设备连接,增加信噪比,提高言语可懂度。且该系统省去了以往腰间盒式接收器与耳背机的连接,使用更方便灵活,隐蔽性也更好。因此选择调频系统不失为一种有效的方法。
设计指标：天线输入信号频率：87~108MHz
（1）30dB功率增益
（1）设计一个FM斜率鉴频的并联谐振回路
（2）检波输出为音频信号
低频功放部分：音频信号的幅度可调
调谐回路是由可变电容VC并上一15PF电容和天线线圈L1组成。调节可变电容VC可使LC回路的固有频率等于电台频率，产生谐振，以选择不同频率的电台信号。同时，调谐回路还有一个重要的作用，就是采用部分接入，将信号很好地耦合到下一级电路中去。
谐振频率范围的计算：~108MHZ，薄膜介质可变电容VC的值为3~20PF,通过并联一个15PF电容，可减少容量变化量。
(其中为最高接收频率，为最低接收频率；为可变电容最大容量，为可变电容最小容量)
由上分析，～122MHz范围内，但布线寄生容量及晶体管电极间容量会导致谐振频率降低。
利用电感计算小软件，可以根据我们需要的电感值绕线圈，㎜的笔套为轴，绕制大概3圈即可。
本振条件：正反馈（相位条件）幅度(反馈量要足够大）
图3所示电路为克拉伯振荡电路，由晶体管、可变电容、瓷片电容和5V稳压管等组成。它能产生稳定高频振荡信号，振荡频率总是比输入的电台信号高。
利用电感计算小软件，可以根据我们需要的电感值绕线圈，㎜的笔套为轴，绕制大概5圈即可。
本振电路振荡频率计算：
当薄膜介质可变电容调至最小时（3PF），此时，振荡频率最大，为
此时谐振频率为108－＝
由上分析，～，～，但由于寄生容量等因素，振荡频率会低于设计值。
如图5所示，FM鉴频的工作原理是将频率的改变更换为对电压的改变
S特性曲线中，为11MHZ，,～,取7uH进行计算
FM收音机电路各个模块的分析
本振采用克拉伯电路原因分析
当晶体管为有源器件时，它的工作状态（电源电压或周围温度）有所改变，即引起振荡频率的变化，为了维持晶体管的参数不变，可采用稳压电源和恒温措施。除了上述方法，还可以采用高稳定度LC振荡器电路，克拉伯电路即是其中的一种。下面讲讲为何克拉伯电路可提高振荡稳定度。如图，>>,>>,为可变电容，它的作用是将L与、分隔开，使反馈系数仅取决于和的比值，振荡频率则基本上由和L决定。这样，就减弱了晶体管与振荡回路之间的耦合，使折算到回路内的有源器件参数减小，提高了频率稳定度。另一方面，不稳定电容则与、并联，基本上不影响振荡频率。越小，则频率稳定度越好，但起振也越困难，因此，也不可以无限制地小。
混频电路采用基极注入方式原因分析
在我们制作的FM收音机当中，混频电路采用了基极注入方式，由于与两种信号注入同一个基极，所以具有相互干扰的缺点。但为何还采用基极注入方式而不用其它呢，主要是因为与发射极注入方式相比，本机振荡信号的电平较小，也就是说，此种电路的输入阻抗较大，比较容易起振，需要的本振注入功率也比较小。
图8基极注入方式混频电路
3采用去加重电路原因分析
FM收音机的音质较好，其频率可调至很高，但噪声成分也随着高频率而变大，因此，FM收音机要有衰减高音的特性，也成为去加重，它可衰减存在于高频中的噪声。
4采用去耦电路原因分析
由于各个电路都共电源，因此通过电源电路会有少许信号由输出端返回输入端，这样，会由于重叠若干级放大电路而引发振荡。为防止通过电源电路的信号返回，我们就必需进行去耦处理，去耦电路在高频电路中是非常重要的。
印刷电路板的制作、电路焊接与调试
1、本文用altiumdesigner6软件进行印刷电路板的制作，首先把创建好那些标准库里没有的原理图和pcb封装图，然后把其编译成库，以及进行原理图以及pcb印刷电路板得设计。设计的原理图如下图9所示。
为了降低DIY的难度，我们可以选择专用的调频发射集成电路来完成此发射器，笔者重点推荐东洋公司(ROHM)的调频立体声发射专用芯片BH1417F。BH1417F是一款集立体声调制、FM调制、频率合成和RF放人器等功能于一体的大规模集成电路，仅仅需要很少的外围元器件就能够获得优异的立体声调频信号，其内部功能框图和引脚功能如图1所示。
应用BH1417F打造立体声调频发射器的应用电路如图2所示。该电路大致分为互个部分：由BH1417F的22、21、20、19、1、2、3、4管脚配合与其连接的分立元件组成立体声信号输入和立体声调制部分；15、16、17、18管脚设定载波频率；BH1417F的5、7、9、10、12管脚配合于其连接的分立元件，构成调频载波的频率振荡和射频调制部分；13、14管脚外接晶体振荡器形成系统时钟；6、8为电源部分；11脚与外部连接的元件构成调频信号发射部分。
立体声信号通过1、22脚输入，配合2、3、20、21这几个管脚外部的阻容组合，完成立体声信号的低通、预加重和调制，调制后的复合信号通过5脚输出。15、16、17、18脚输入的频率代码经过解码和鉴相后，由7脚输出PLL振荡器的控制信号VCO。此VCO控制外部的分立元件组成的高频振荡电路产生FM调频的载波信号，并通过一个达林顿三极管2SD2142对5脚输出的复合立体声信号进行FM频率调制。调制后的信号通过9脚输入到BH1417F，经过内部的射频放大器放大后的射频信号由11脚输出。输出后的信号可以直接接到发射天线上进行发射，或者输入到射频功率放大器进行放大后发射，以扩大发射距离。13、，提供给BH1417F内部的鉴相、立体声信号调制等部分所需要的稳定时钟。
，而晶振的工作频率一般都十分稳定。外部调频载波信号和载波调制电路都使用VCO(压控振荡)控制的PLL(锁相环)电路进行工作，锁相环电路也足以频率稳定性著称，在大多数通信电路中部用来稳定系统频率和产生系统时钟。所以，由BH1417F组成的调频发射器发射频率十分稳定，不会在发射过程中出现跑频或者自激振荡。
如果完全按照技术白皮书来依葫芦画瓢，在实际的DIY过程中你会发现图2中的一些元件并不好找。因此，为方便读者进行实际制作，笔者对电路和元件稍做了改动，并优化了一部分比较重要的元件，经过实际试验达到了不错的效果(图3)。
由于存在音频相关电路，所以相关的器件需要选择对音频重放有利的型号。如图中涉及到音频信号耦合的电容，一般选用无极性的大厂CBB，甚至WIMA的MKP此类发烧音响用电容也不过分。图3中标示出的元件是经过重新改动的，其参数如表1所示。
表1：改动后电路中使用的主要元件
R1电阻1／4W47kΩ选用5色环金属膜的较好
R2电阻1／4W47kΩ选用5色环金属膜的较好
R3电阻1／4w选用5色环金属膜的较好
R4电阻1／4W选用5色环金属膜的较好
C1无极性电容1uF选用无感XBB系列较好好
C2无极性电容1uF选用无感CBB系列较好
C3无极性电容1uF选用无感CBB系列较好
C4电解电容22uF选用损耗角小的系列较好
C5电解电容22uF选用损耗角小的系列较好
Q1高频三极管9018β值尽量高
Q2高频三极管9018β值尽量高
L1电感5T～1毫米漆包线绕制5圈，线圈直径4毫米左右
改进后的电路，把电位器换成了普通的电阻，达林顿三极管用两个常用的9018来组合，去掉了天线输出部分的“GFWB3”这个极难采购的带通滤波器，并优化了音频回路中的信号质量，对于提高可制作性和信号发射质量有很大的帮助。这样，在具体DIY制作中，仅有BH1417F这个主芯片和KV1417E这个变容极管相对来说难购买一些，但通过邮购或大型电子市场还是可以买到的。BH1417F的价格大约14～18元，KV1417E的价格在2元左右。
焊接过程中，首先要将BH1417F这个贴片SOP22封装的器件使用转接板进行转接，然后再通过引线焊接到试验板中心的位置。
焊接贴片元件的时候，要使用细头的电烙铁。先对芯片进行焊盘定位，并固定住四个脚上的焊盘，然后再逐一焊接其他焊盘。为了避免BH1417F各管脚短路，可以先向转接板上的焊盘镀上一层很薄的锡，然后依次用烙铁烫各管脚，使锡融化，即可牢固焊接。对其他分立元件，如果有条件的话，在上板之前用万用表等仪器测试一下，判断其好坏。两个9018三极管尽量选用β值高的，并无需进行配对。L1电感需要自行绕制，制作时，～1mm的漆包线在直径为4mm的圆棒上绕制5圈，绕制后，抽出圆棒，把线圈两端的漆磨掉上锡即可。在进行有极性的电解电容焊接时，必须注意电容的极性，如果焊错的话，通电后电容肯定爆浆。焊制成功后，一定要仔细裣查一下电路再通电。笔者在实践过程中发现，供电电源的质量对整机的稳定性和信号的保真度有较大的影响。建议大家使用LM317或7805等三端稳压电路进行供电。当然，最方便的就是使用USB接口取电了。要注意的是。BH1417F的供电电压不要超过6V，推荐使用5V。否则会对芯片造成损害。通电后，一般无需做测试，只要BH1417F没有发热，就可以给L－CH和R－CH两端输入立体声信号，然后设置15、16、17、18脚来确定一个发射频率进行发射。建议在调试时，把这些管脚用10K的电阻接到电源负极，，便于调试。这些管脚和发射频率的对应关系如表2。
表2针脚定义(L：低电平：H：高电平)
上图中的87～89MHZ的频段是可以直接设置使用的，不必对振荡电路参数进行调整。如果要使用106～107MHZ频段的话，则需要对振荡电路中的几个电容值进行调整，此处不进行详细的叙述，留给读者自行研究。
如果在确保焊接正确的情况下，发射器却不能正常工作，怎么办?此时，你可以试着慢慢拨动一下L1线圈的各匝间距。如果你的收音机在对应频率点还是没有接收信号，你就需要检查电路其他部分有没有焊接失误。由于二极管的个体差异都较大。如果读者焊制的发射器工作失真很大的话，就需要对9018的偏置幅度进行倜整，也就是说需要调整BH1417F的第7脚连接的20K电阻的阻值以达到满意的效果。
此发射器接上约50cm长的电线做天线，在开阔地段有效发射距离大概是10米左右，对于在家庭房间内接收音乐或使用无线话筒而言已经足够。但是，如果你要使用在其他场合的话，需要提高发射功率，也就是在天线输出的地方加上高频功率放大器。对于高频功率放大器，受限于各种法规约束，在此我们不做过多讨论。
另外，由于BH1417F的发射频率是调整15、16、17、18这4个管脚的电平进行控制的。所以，上述电路DIY成的FM调频立体声发射器在调整发射频率时不是很方便。为了提高实用性，读者可以进一步使用常规数字电路74HC4040，对BH1417F的4个频率设管脚的电平进行控制，如图6所示。
图6中，仅用一个轻触的按键就可以做到频率的切换控制，以LED灯进行频率(代码)的指示。具体的原理，请大家自己研究。
实现一个中心频率为68MHz的FM无线调频话筒。图1是FM无线话筒的框图。话筒输出的音频信号被低频放大电路（AFAMP：AudioFrequencyAMP）放大，通过频率调制（FM：FrequencyModulation）电路变换为FM波。FM波再进一步经过高频放大电路（RFAMP：RadioFrequencyAMP）进行功率放大，就可以作为电波由天线飞向天空。这个框图中最重要的部分就是频率调制部分。
图1FM无线话筒的框图
频率调制的原理（FM）
用调制信号去控制高频载波的频率称为调频（FM）。调频信号的时域分析：
为简单起见，假设调制信号为单音，其表达式为
调频定义为高频载波的瞬时频率随低频调制信号的变化规律而变化，则有
kf是由电路决定的常数。图2表示了瞬时频率的变化曲线。图中有三个频率量，一是载频wc，它是没有受调制时的载波频率。二是最大频偏Dwm=kfVWm，它表示瞬时频率对载频wc的最大偏移，它是瞬时频率摆动的幅度。电路决定后，它仅取决于调制信号的幅度大小，而与调制信号的频率无关。三是调制频率W，它表示了受调制的信号的瞬时频率变化的快慢，一般满足W<<wc和Dwm<<wc。
由于瞬时角频率w（t）与瞬时相位F（t）的关系为
调频波的相位变化规律为
其中调频波的相位变化与调制信号的积分成反比，最大相移为Djm=Dwm/W，它不仅与调制信号的幅度有关，而且反比于调制信号的频率。因此，调频波的表达式为
定义最大相移Djm为调频指数mf，即
根据调频波的定义，调频波的瞬时频率与调制信号成正比。它的瞬时相位与调制信号的积分成正比，由此可以得到两种产生调频波的方法。一是直接调频法，见图2（a）所示，用调制信号直接控制振荡器的频率，使振荡频率跟随调制信号变化。二是间接调频法，见图2（b）所示，将调制信号的积分值去控制调相电路，使调相电路的输出相位与控制信号成正比，由于频率是相位的微分，因此输出信号vo（t）的频率与调制信号vW（t）成正比，从而实现了调频。
直接调频电路就是一个振荡器，其振荡频率取决于电路中的电抗元件L和C的数值，用调制电压控制某个电抗元件的值就可以控制振荡器的频率，这就是直接调频的工作原理。
受控的电抗元件可以是电感或电容，但最常见的是变容二极管。
变容二极管是利用二极管在反向偏置条件下，势垒电容对外加电压而变化的一种器件。变容二极管的符号见图3所示，它在工作时的基本特点是：
二极管反向偏置，外加电压变化时二极管应始终保持不导通。
结电容Cj与外加电压的变化规律见图3和公式（9）所示
式中Cj0是偏置为零时的电容值，VB是势垒电位差（），n是电容变化指数（由工艺决定）。
0
图3变容二极管电容Cj特性
图4是使用LC振荡器的FM调制电路。它是通过改变并联在变形考毕兹型振荡电路线圈上的电容器Ct的值，振荡频率将降低；如果减小它的值，振荡电路就升高。因此，设定Ct变化中间值的振荡频率为载波频率，那么就能够产生以载波频率为中心偏移的FM信号。
图4采用LC振荡器的FM调制电路
FM调频话筒的电路设计
为了能够用FM收音机进行接收，设计指标中频波频率设定为68MHz。电源用2节5号干电池（串联3V）。图5是设计的FM无线话筒的电路图。
图5FM无线话筒的电原理图
（P1为普通驻极体话筒。有FM调制用和RF放大器用两个三极管，其fT在400MHz-500MHz以上。注意，LC振荡电路周围的电容器要采用温度补偿型）
话筒采用普通双引脚驻极体话筒。这种话筒内置FET阻抗变化器。（负载电阻），能够得到mV级的输出电压。
如前所述，FM调制电路利用变容二极管来控制变形考毕兹型振荡电路的振荡频率。振荡电路的晶体管Q1采用fT=700MHz的高频放大晶体管H9018（也可以使用fT在400MHz以上的其他型号的晶体管）。
表1列出了H9018的参数。，（≈（）/）。
