功率电感_百度文库
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你可能喜欢增大功率电感的额定电流，最可行的方法是什么 ？_百度知道
增大功率电感的额定电流，最可行的方法是什么 ？
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1）降低工作频率，2）增加线圈截面。
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就是铜线的线径吧。谢谢。
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出门在外也不愁感性负载并联电容后可以提高电路的功率因数，为什么不采用串联电容的方法提高感性负载的功率因数？_百度知道
感性负载并联电容后可以提高电路的功率因数，为什么不采用串联电容的方法提高感性负载的功率因数？
提问者采纳
好像是容抗“抵消”了一部分感抗，根据串联电路两端电压和其中的电流计算电感量，直到容抗可以忽略。现在电感和电容中电流相位相同。这就是串联谐振。根据串联电路两端电压和其中的电流计算电容量，电路电流剧烈增大而烧毁线路的，现在电路呈感性。
频率从谐振频率稍微升高一些，好像电感不存在，但电流比没有电感单纯是一个电容时大，串联电路中电流处处相同，容抗变大一点，因为现在感抗与容抗互相“抵消”，电感和电容两端电压相同，施加的电压没有变化。关于提高日光灯电路的功率因数 。
应该注意到，而电感两端电压超前于电流90度。
如果频率稍微降低一些怎么样，电感和电容中电流与两端电压不同相，注意比没有电感时要大，当然不是纯容性：感抗“抵消”了一部分容抗，而且瞬时值也相同，电感中电流和电容中电流相位相反，此时串联电路中电流与只存在一个电容时几乎相同，也就是从串联电路两端看上去的电容量随频率很快变化。
总之可以有效地提高有效功率，线圈用的较多，使电感量变小了。
我们又知道？实际上电路中总有一些电阻。我曾经在一个理发店中看到串联电容接法的日光灯电路，会对日光灯的寿命有极大的影响，好像是电容量变大了。既然电感两端电压是感抗乘电流，也就是说，从串联电路两端看，电容两端电压的大小稍微比电感两端电压的大小大一些，电容两端电压落后于电流90度，使容抗减少，不仅是有效值相同，若在镇流器的前后串联电容。频率继续升高。必定存在某一频率，即串联电路两端电压与电路中电流同相，就好像是电容量变大了。频率非常低时，会降低功率因素的，从串联电路两端看，所以电流不会是无穷大，现在容抗随频率的变化非常快，感抗越来越小，频率变化一点点，将使日光灯上的电压严重超标，串联电路呈容性在实际应用电路中。
我们知道，容抗越来越大，所以电感两端电压与电容两端电压相位相反，容抗越来越小。这个相同，“抵消”的是电流而不是电压，频率降低一点，电路中还有一些电阻，任何时刻都相同，但感抗比没有电容时小。可以这样考虑，方向相反。
电感两端电压与电容两端电压完全抵消，与没有电容时几乎相同，那个镇流器及导线被烧的漆黑，电感两端电压恰与电容两端电压大小相等，不能完全“抵消”，但电流很大是肯定的，“看上去”的电容量就会减少很多，也就是说，感抗越来越大，在这个频率感抗与容抗相等。此时串联电路呈纯阻性，任何时刻电容和电感上的电压是互相“抵消”的，所以在这个频率下。
感抗和容抗都与频率有关，那么电流不就是无穷大了，电容两端电压是容抗乘电流，完全抵消，就可以认为是完全相同，严重时有可能发生谐振，用并联电容的方法是可以补偿电感镇流器的无功损耗？频率稍微降低一些，直到感抗可以忽略，所有情况变得相反。从串联电路两端看，“抵消”的程度就会差很多，感抗变小一点，由于电感电容无功电压的抵消，串联电路中电流仍比较大。
频率继续降低，分析完全相同，只不过现在是并联，与没有电感几乎是相同的。
对于电感和电容的并联电路，多是感性的
提问者评价
原来是这样，感谢！
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莫非你认为供电电路可以随时断开电路吗，串联电路需要断开原电路才能投入电容器，不需要断开原电路并联电路投入电容
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并联谐振阻抗最大化，降低无功损耗串联谐振阻抗最小，增加损耗
1.电容串联时，当把电容切除时，线路就断开了，负载就无法工作，这样的电路是没有实际价值的。2.电容串联时，电容上分担电压，这样电容与负载上的电压都不是它们的额定电压 ，它们都不能正常工作。
在实际应用电路中，多是感性的，线圈用的较多，会降低功率因素的。
我们知道，串联电路中电流处处相同。这个相同，不仅是有效值相同，而且瞬时值也相同，也就是说，任何时刻都相同。
我们又知道，电感和电容中电流与两端电压不同相，电容两端电压落后于电流90度，而电感两端电压超前于电流90度。现在电感和电容中电流相位相同，所以电感两端电压与电容两端电压相位相反，也就是说，任何时刻电容和电感上的电压是互相“抵消”的。
感抗和容抗都与频率有关。必定存在某一频率，在这个频率感抗与容抗相等。既然电感两端电压是感抗乘电流，电容两端电压是容抗乘电流，所以在这个频率下，电感两端电压恰与电容两端电压大小相等，方向相反，完全抵消。这就是串联谐振。
电感两端电压与电容两端电压完全抵消...
正确提高功率因数应满足两个原则：1不能影响负载的正常工作；2尽量不要增加额外的功率损耗。采用并联电容时，负载本身的功率因数、有功功率、无功功率和电流都未改变，只是使整个电路的功率因数提高了；而电容器串联时，会改变负载的电压，影响负载的正常工作，所以不能采用。
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出门在外也不愁交错并联BoostPFC电路的应用研究_百度文库
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交错并联BoostPFC电路的应用研究
一​种​很​使​用​的​升​压​电​路
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型号/规格：贴片功率电感 CD32 100UH
0.314A 品牌/商标：CHILISN (奇力新） FH（风华） 环保类别：无铅环保型 主要用途：普通/民用电子信息产品 额定电流：0.31 额定电压：0.25 外形尺寸：3.5*3*2.1
单的降压转换器对于低功率电源非常有用，且性价比高，适用于输入至输出隔离非必需的应用。而在离线主电源中，由于转换器输出电压较低，输入至输出电压差过高，增加了降压转换器中的峰值-平均电流比，导致电源元件工作的占空比极低，并通常会降低能效和电路性能。本文介绍一种解决方案，即利用抽头式降压输出扼流圈来解决这些问题。　　
降压转换器工作
图1所示为300mA、12V输出电压(功率3.6W)的传统离线降压转换器。该转换器采用了安森美半导体的集成MOSFET的NCP1014单片电流模式控制器，使电路最简洁；当然，也可以采用分立控制器NCP1216和一个独立的MOSFET来配置。稳压和反馈由齐纳二极管Z1、相关电阻R2和R3及光耦合器U2所构成的简单网络来达成。需要光耦合器是因为NCP1014控制器的接地位于开关节点，而光反馈是克服相关的dV/dt和其他类型分立反馈和/或电压偏置电路相关高压问题的最简单、最经济方法。这个电路图还包括一个简单的传导型电磁干扰(EMI)滤波器，含C1、C2、L1和C3构成的π网络。
dzsc/19/7.jpg
如同典型的降压工作，大电容
C3两端的离线电压为U1的内部MOSFET漏极(引脚3)提供直流电平，MOSFET的源极(引脚4)会控制直流电平的开和关，并提供给由电感L2和电容C4组成的滤波器。这个由电感L2和电容C4组成的L/C输出滤波器通过由Z1/U2组成的电压感测/反馈电路和U1中的脉宽调制(PWM)，将开关矩阵波形均化为C4所需的直流输出电压。当U1中的MOSFET处于关断状态时，续流二极管D5为L2续流。　　　
降压转换器的直流输出电压由Vout=D×Vin所确定。其中，D是L2输入提供的矩形波的占空比(MOSFET导通时间除以总开关周期T)；Vin是提供给降压开关电路的直流电压。对于120Vac额定输入和12Vac输出而言，我们能够轻松地计算出内部MOSFET开关的所需占空比D。　
D=Vout/(Vinac×1.4)=12/(120×1.4)=0.07
对100kHz的开关频率(T=10靤)而言，这个占空比非常小，相当于0.07×10霺=0.7霺的导通时间。这样短的导通时间实际上不比控制器的内部传播延迟长多少，并没给因负载改变的脉宽动态范围多少余量，且当负载电压降至使L2电流不连续时，自然会导致子开关(sub-switching)进入频率脉冲跳周期工作模式。这个模式工作也许可行，只要电源的输出纹波不是太高和/或电感中没有可听噪声。　　
在低占空比模式下，还需要提高主输出扼流圈L2的电感，以避免在最低额定输出负载时出现非连续导电模式(DCM) 。电感设计也与MOSFET的峰值-平均电流比有关。流经内部MOSFET U1的峰值电流是输出负载电流和L2的磁化电流之和。在额定线路条件(C3上165Vdc)下，开关周期末期的峰值磁化电流由E=L×dI/dt这个关系等式所确定。整理这个等式可得到：dI=(E×dt)/L。本例中的磁化电流就为：
dI=[(Vindc-Vout)×dt]/L=[(165-12)×0.7]/750霩=0.143A
峰值MOSFET电流将是：300mA(最大负载电流)+143mA=443mA
假定没有容限变化，NCP1014的额定规定过流脱扣(overcurrent trip)电平是450mA。因此，这里的问题就是我们怎样才能避免上述低占空比问题，并能使用相同的半导体器件，做最少的电路变更而从这个降压转换器获得尽可能大的输出电流。
dzsc/19/7.jpg
只要做出修改，便能解决与低占空比相关的问题。从图2所示的抽头式电感降压转换器电路图可见，它还能提供更大的输出电流。从输出端将电感抽头在25%并在这个节点连接续流二极管，我们可将MOSFET新的占空比提高至接近D’=0.24或2.4靤，而输出电流可增加大约3倍至近1A。扩展后的占空比D’和峰值电流升流效应Iboost之间的关系如下。　
D’=(N+1)/[N+(Vindc/Vout)]
其中，N是抽头任意端两个绕组的匝数比。在本例中，左端或抽头输入端的绕组拥有3倍于输出或抽头续流端绕组的匝数。峰值电流升流能力由下面的公式确定。　
Iboost=(N+1)/[(N×Vout/Vindc)+1]
直流电压输出至输出转换等式这时候变为：
Vout=Vindc/{[(N+1)/D]-N}
这种解决方案的可行性
电感中的电流必须连续的这种说法是不正确的。事实上，电感的电流I与匝数N的乘积却是必须连续的，也就是说，NI的值在整个开关周期T内都必须保持恒定。在抽头式电感中，MOSFET导通时的N为全部的电感匝数。但是，当MOSFET关断时，绕组输出端的电流必须迅速增加至峰值电平，即导通电流的4倍，因为输出或续流二极管的匝数只是整个绕组匝数的1/4。这个转变的典型电流波形如图3所示。图中，MOSFET导通A段为电压在整个电感上的磁化斜坡。当开关关断时，B段中出现电流中断，电流在此处跃升至由峰值电流。电流上升-下降斜线C由输出电压和MOSFET关断时续流二极管上的压降所确定，并可由这个关系等式表示：dI=(E×dt)/L。需要注意的是，L是全通态绕组电感的1/16，因为电感与N的平方成正比。由于电感会调整经过它的电流波形，续流绕组在关闭时间的波形区域大于导通时间电流波形的区域，因此平均输出电流会更高。
dzsc/19/7.jpg
局限及实际考虑
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