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关于数字PFC控制及输出电压问题
发表于1年前
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最近在做PFC相关研究，调试了用&a href=&.cn/product/cn/UCC28070& target=&extwin&>UCC28070&/a>做控制器的PFC，有3个问题：&/p>
&p>1，用&a href=&.cn/product/cn/UCC28070& target=&extwin&>UCC28070&/a>做的交错式3KW PFC的输出电压为380V，这个输出电压可以做成可调的吗，比如320~380V之间可调？&/p>
&p>2，是不是用TMS320F281X（我想用这款DSP）将&a href=&.cn/product/cn/UCC28070& target=&extwin&>UCC28070&/a>替换作为主控制器，然后设计采集电感电流，整流后的电压，以及输出电压的采集电路，采集到信号后做一定的算法来达到功率因数校正的目的？？？&/p>
&p>3，我想得到一个可变的电压，通过采用数字PFC方案，PFC的输出电压可以是变化的吗（比如320~380V之间可调）？当然电压会大于310V。&/p>&div style=&clear:&>&/div>" />
关于数字PFC控制及输出电压问题
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最近在做PFC相关研究，调试了用做控制器的PFC，有3个问题：
1，用做的交错式3KW PFC的输出电压为380V，这个输出电压可以做成可调的吗，比如320~380V之间可调？
2，是不是用TMS320F281X（我想用这款DSP）将替换作为主控制器，然后设计采集电感电流，整流后的电压，以及输出电压的采集电路，采集到信号后做一定的算法来达到功率因数校正的目的？？？
3，我想得到一个可变的电压，通过采用数字PFC方案，PFC的输出电压可以是变化的吗（比如320~380V之间可调）？当然电压会大于310V。
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亲；问题一：可以的。问题二：可以这么做。第三个问题，可以的。问题是，你是否清楚PFC算法？
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如果问题一可以的话，可以说一下具体的实现方案吗？
对于PFC算法还不是很清楚，目前只知道用平均电流法，还有占空比预测控制算法来实现DSP的数字PFC，不知道楼上说的算法指的是什么算法？？
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创维168P-P32ELU-00彩电电源电路原理详解
&&& 创维LED超薄液晶彩电采用的型号为168P-P32ELU-00电源板，编号为：5800-P32ELU-/0040，是专为32/37英寸LED彩电（LG V6屏）设计的通用电源。集成电路采用FA5591＋STR-A6059 ＋FA5641组合方案，输入电压范围AC110V-AC240V，输出5V/0.5A、24V/2. 5A、12V/2. 5A三组电压。应用于创维32E61HR、32E82RD、32E70RG、32E72RA、37E61HR、37E72RG、37E82RA、37E82RD、39E350等LED液晶彩电中。
&&& 创维168P-P32ELU-00电源板实物图解如图5-1所示，电路组成方框图如图5-2所示。由三部分电路组成：一是由驱动控制电路FA5 5 91（IC609）为核心组成的PFC电路，将AC220 V市电整流滤波后的电压校正为同相位，并将供电电压提升到380V，为主副开关电源供电；二是由厚膜电路STR-A6059（IC100）为核心组成的副电源，通电后启动工作，产生5V电压和VCC电压，5V电压为主板控制系统供电，VCC电压经开关机电路控制后，为PFC和主电源驱动电路供电；三是由驱动控制电路FA5641（IC607）为核心组成的主电源，遥控开机后启动工作，将PFC电路提供的＋300V电压转换为24V和12V电压，为负载电路供电。
&& （1）抗干扰和市电整流滤波电路
&&& 创维 168P-P32ELU-00电源板抗干扰电路、市电整流滤波电路和PFC电路如图5-3所示。
&&& ①&抗干扰电路抗干扰利用电感线圈L600、L601和CX6001、CX6002、CY601、CY602等组成的共模、差模滤波电路，滤除市电电网干扰信号，同时防止开关电源产生的干扰信号窜入电网。
&&& F601为保险丝，电源板发生短路击穿故障时，烧断保险丝断电保护；V601为压敏电阻，当市电电压过高时，击穿V601，送到保险丝F601，断电保护。
&&& ②市电整流滤波电路滤除干扰脉冲后的交流市电，通过全桥BD401、电容C400将整流滤波，由于C400容量较小，产生100Hz脉动直流电压，送到PFC电路。
&& （2） PFC电路
&&& 创维168P-P32ETU-00电源板中的有源PFC电路如图5-3，所示，由驱动电路FA5591CIC609）和大功率MOSFET开关管M600、储能电感L603为核心组成。二次开机后启动工咋，将供电电压和电流校正为同相位，并将供电电压提升到380V，为主开关电源供电。同时降副电源供电由待机状态300V提升到380V。
① FA5591简介FA5591是富士电机公司生产的功率因数校正驱动控制电路，工作在临界导电模式。实现了低用电量高压CMOSFET工艺。设有短路检测，异常输出电压检测电路，发生短路、过压、欠压故障时，保护电路启动，FB停止工作。内部电路方框图如图5-4所示，内置振荡器、锯齿波发生器、参考电压、电压比较器、电流检测电路、驱动输出电路等。最高工作电压28V，启动关闭电压为13VON/9VOFF，消耗功率400mW。FA5591引脚功能和维修参考数据如表5-1所示。
&&& ②启动工作过程二次开机后，开关机控制电路为IC609的8脚提供V001供电，IC609得电进入工作状态，软启动电路工作，输出软启动控制信号，振荡电路在软启动电路的控制下，输出低占空比脉冲，以防止PFC电路在启动时电流过大。电路中，调整3脚外接阻容元器件R512和C502的大小，可调整振荡频率。8脚内部预置有欠压锁定电路（UVLO）和输入过压限制电路，所以要求输入电压13VCV00028V，由于该电源使用稳压后的VCCl电压作为IC609的供电，故此两种保护电路相当于未使用。
&&& IC609进入工作状态后，从7脚输出驱动信号，经R500、R502、D500加到M600的G极，使M600工作在开关状态。当7脚输出高电平驱动信号时，M600饱和导通。D401桥式整流出100Hz脉动直流电，经储能电感L603、M600、R529回到桥式整流电路的负极，PFC电感L603储能，感应电动势为左正右负，此时负载供电由滤波电容C508、C509承担。当7脚为灌流信号输入时，M600的G极电荷经D500、R502回到IC609的7脚内部，M600截止，L603感应的电动势变为左负右正。此时，L603上的储能叠加上市电整流滤波后的100Hz脉动直流电，通过D402向负载供电，并向滤波电容C508、C509充电。在C508、C509上形成380V的PFC电压。该电压直接给副电源和主电源电路供电。
&&& ③稳压电路PFC电路输出的380V直流电压，经R506～509降压取样，M603控制后（开机时VCC2为其提供正向偏置电压导通，待机时截止），加到IC609的反馈电压输入端1脚，形成反映PFC输出电压高低的反馈信号。当交流输入电压变高或其他原因造成380V的PFC电压升高时，经分压取样网络加到1脚的电压也跟着升高，在其内部与2. 5 V基准电压比较后，误差放大器输出的误差信号下降。误差信号经2脚外部C502、R511、C501组成的补偿网络补偿，与振荡器产生的PWM信号在PWM比较器比较后，通过或门电路送入到触发器，使7脚输出的脉冲占空比下降，M600导通时间缩短，电感L603的储能时间减小，自感低，经D402整流，C508、C509滤波的PFC电压下降。
&&& ④过零检测电路因PFC电路输入的是100Hz脉动直流电，输入电压随交流电压的时间变化而变化，如果M60。在脉动直流电为零的时候导通，M600自身功耗就很大，会损坏功率管。因此，PFC电路都设置有过零电压检测电路，防止M600在脉动直流电为零时导通。
&&& PFC电路工作后，M600导通时流过电流检测电阻R529两端的电流从小到大开始增长，即IC609的5脚电位逐渐降低，当达到M600由导通转换截止前一瞬间时，5脚电位达到最低；M600由导通转为截止后，R529两端的压降减小，5脚电位上升到最高。一个周期内，在5脚形成一个电流检测信号，加到内部ZCD. comp比较器的正端。与－10mv的信号进行比较，检测出M600由截止转向导通的脉冲信号，控制振荡器在交流脉冲接近过零时停止输出，避免M60。在交流电压过零时导通。通过合理设置IC609的4脚阻容元器件R513和C514的大小，即可改变延迟时间，确保M600在交流信号过零时不导通。
&&& ⑤保护电路PFC电路自身主要有以下四路保护电路：过压保护电路（OVP）、欠压保护电路（UVP）／开环保护电路、过流保护电路（OCP）和低压锁定保护电路（UVLO）。
&&& a．过压保护电路（OVP）：当PFC电压急剧升高时，经R506～R509、M603取样控制后加到IC609的1脚的电压也跟着升高。当1脚电压超过预定电压（2. 5V）的1.09倍时，内部OVP. comp比较器动作。关闭7脚信号输出，M600截止，PFC电路进入保护模式。
&&& b．欠压保护电路（UVP）／开环保护电路：当PFC电压大幅降低时，PFC电压经R506、R509、M603取样控制后加到IC609的1脚电压也会降低；当稳压环路开路时，1脚电压也大幅偏低。当检查到1脚的电压低于0. 3 V时。欠压比较器动作，输出欠压信号SP，关闭7脚信号输出，M600截止，PFC电路进入保护模式。
&&& c．过流保护电路（OCP） : IC609芯片内部预设有一个电流比较器，当送入5脚电流信号的电压低于－0. 6V时，OCR comp比较器动作，输出过流检测信号，关闭7脚信号输出，M600截止，PFC电路进入保护模式。
&&& d．低压锁定保护电路（UVLO） : IC609的8脚内置一个UVLO. comp比较器，当输入到8脚的电压上升到13V时，比较器翻转，内部电路开始工作，7脚才有信号输出。当8脚电压工作期间下降到9V时。UVLO. comp比较器翻转为欠压锁定状态。关闭7脚信号输出，M600截止，PFC电路进入保护模式。[1]&&&&
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综述单相有源功率因数校正技术的最近发展
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&1 引言单相交流供电的不控整流桥ac-dc变换器的功率因数校正技术由来已久，最初主要采取无源滤波器方案。随着电力电子技术的发展，上个世纪80年代前后开始了采用功率器件和高频电感的传统pfc拓扑，主要指有桥的pfc，控制策略采用到输出直流电压与输入交流电流双闭环控制，其中采用了乘法器。随后单相ac-dc变换器的pfc技术日趋发展，其动力主要源于，在功率电路、控制电路和控制策略等方面的发展以及针对包括谐波电流传导指标在内的各种标准的制订与执行，如iec。到目前为止，有关高功率因数的单相ac-dc变换器的文章、学位论文非常庞大，其中还不包括与之相关的单相pwm可控整流器和单相有源电力滤波器等方面的文章。许多研究人员提出了大量的拓扑结构和控制策略，产业界推出了多种模拟控制集成电路（ic）和功率模块以及各种磁材料的pfc高频电感。上述努力成果促进了产业界对pfc装置的开发和应用，目前为止，pfc技术已经应用到白色家电领域、电信领域和电子镇流器领域，并且向着所有采用单相交流电源供电的ac-dc变换器领域发展。总的来说，pfc技术已经进入到较为成熟阶段，正朝着实用化、专业化和高性能方向发展，新的需求的出现、新的器件制造技术的出现、新的控制技术的出现将会继续推动pfc技术的不断发展。鉴于pfc技术研究成果众多，本文难以一一描述，故拟给出最近一年、尤其2007年度中pfc技术的发展路线，重点介绍几种pfc技术方案。2 pfc技术的最近进展（1）开关频率的高频化为了进一步降低emi滤波器和高频电感的尺寸，以降低成本、减少体积和提高功率密度，可以将开关频率提升到600khz甚至1mhz以上，为此需要选择支持高开关速度的coolmos和反向快速恢复的sic frd。 资料表明，采用上述技术的两级pfc体系，开关频率1mhz和满载时效率可达92.8%。 （2）高性能功率器件的使用采用coolmos，进一步降低开关损耗。采用反向快速恢复的sic frd不仅可以降低反向关闭时的损耗，而且还可以降低传导emi的水平。资料表明，仅sic frd的使用可以降低24%以上的开关损耗，进而可以降低散热器的尺寸。（3）功率模块的研制与推出截至目前，已经有多家包括中国公司在内的公司相继推出各种型式的pfc功率模块，如有桥pfc功率模块，无桥pfc功率模块，包括控制电路的功率集成模块，分离器件制作的功率模块，等等，甚至可以将6单元或7单元的ipm经过适当安排之后，用于pfc模块+单相或三相逆变器模块。（4）部分有源pfc的使用部分有源pfc是针对完全有源pfc而言的，不向完全有源pfc那样，部分有源pfc总体上为降压pfc，输出的直流电压平均值（含最大值）低于电网电压的幅值，半个电源周期内融合了自然整流方式和强迫整流方式（pfc方式）。由于这种方式中大部分时间或电压与电流应力大的时间内功率开关处于断态，因而可以大大提高效率。资料表明，同比情况下部分有源pfc比完全有源pfc能够提高效率2～3%，当然部分有源pfc不是追求极高的输入电流的正弦度，只要保证输入电流中各次谐波电流含量低于标准中的限值，且具有足够的余量，直流回路电压纹波也不高。鉴于部分有源pfc属于降压pfc，如果后接逆变器-电动机负载，电动机的恒转矩范围比完全有源pfc时的低，电动机的带载能力下降。如果后接dc-dc变换器，则影响不大。部分pfc 由包括单脉冲、双脉冲、作单边pwm、双端pwm等方案，具体设计又有所不同。（5）应用领域日益扩大单相或三相交流电源供电、提供直流输出的ac-dc变换器的应用范围非常广泛，大体上都可以采用pfc技术，以便提高交流电源的利用率。目前为止，pfc技术已经从传统的应用场合，如家用电器、电信电源、电子镇流器等，扩展到400～800hz高频输入的航空运输机（当然也采用无源pfc方案），频率波动的单相或三相发电机的高功率因数输出，极低输入频率的绕线异步电动机转子侧高功率因数输出（内反馈调速或串级调速）。（6）三相pfc支持更大输出功率一般认为采用单相pfc可以支持最大输出功率5kw左右。随着输出功率的不断增加，需要采用三相交流电源供电的整流器，为了获得高的输入功率因数，一种方法是采用单相pfc概念，为此有多种方案，包括带中线的三个单相pfc方案、线电压供电的三单相pfc方案，采用scott 变压器的双单相pfc方案等。（7）数字控制代替模拟控制最早使用的pfc控制器大多数采用模拟电路和模拟芯片，虽然效果好和成本低，但是使用起来并不灵活。采用单片机或dsp可以在完成pfc的同时完成其它工作，如pwm开关电源、逆变器等。采用低成本单片机更适合部分有源pfc。（8）开关频率调制降低emi水平为了有效地降低pfc系统产生的传导emi水平，一种有效的方法就是采用开关频率调制的原理，使得开关频率在一定的周期内按照一定的规律变动，可以将emi干扰在更宽的频谱范围内展开，使得窄带分布变成宽带分布。此外，还有单随机调制、双随机调制等策略，甚至可以采用混沌的理论实现pfc开关频率调制。使用数字控制和模拟控制均可以实现pfc开关频率调制，但是后者更具有灵活性。（9）控制策略的不断涌现根据pfc的功率范围和结构，电流可以采用ccm、dcm和crm电流导通方式，可以采用平均电流检测方式和峰值电流检测方式，可以采用传统乘法器原理、电压跟随器原理和单周期控制原理（occ），可以采用单级结构和双级结构，可以采用串联交错、并联交错和多电平结构，可以采用各种控制理论，如重复控制、预测控制等。3 部分有源pfc的原理3.1 电路描述采用有桥的部分有源pfc的电路原理见图1，为了进一步降低系统的损耗，提高效率，可以采用图2所示的有桥部分有源pfc的电路。图1 有桥的部分有源pfc电路图2 无桥的部分有源pfc电路图1中电路由功率电路和控制电路组成。功率电路采用传统的单相有源pfc电路结构，由整流桥db1、滤波电感l、功率开关s、快恢复型二极管d1以及电解电容c3组成。相比滤波电感移至整流器前的一些方案，选择此方案无需额外的输入电压波形检测用的变压器。控制电路包括输入电压过零点检测电路、电感电流检测电路、微控制器和驱动电路四部分。电阻r1～r6、电容c5～c6、二极管d2～d3、稳压管zd1～zd2及比较器op1组成了输入电压过零点检测电路，比较器op1输出一个脉冲信号，该脉冲信号送入控制器的外部中断口，脉冲的上升沿和下降沿均对应输入电压过零点。电阻rs、r7、r8、r9及电容c7、c8组成了电感电流检测电路。电感电流经过电阻rs检测后，通过两级rc滤波器，得到电感电流有效值，该值被送入控制器的ad口。控制器根据输入电压过零点信息和电感电流有效值的大小控制电路的工作模式及pwm脉冲的变化规律。<FONT color=#.2 工作模式部分有源pfc电路具有两种工作模式：无源pfc工作模式(自然整流状态)和有源pfc工作模式(强迫整流状态)。当电感电流的有效值由零增大到3a时，电路由无源pfc工作模式转入部分有源pfc工作模式；当电感电流的有效值下降到1.5a时，电路由部分有源pfc工作模式转入无源pfc工作模式。下面描述输入电流3.0a与1.5a作为临界点的确定依据。在无源pfc工作模式下，功率因数较低，输入电流的高次谐波分量较高，所占比重较大，负载越轻谐波含量比重越高。在滤波电感为5.5mh时，而且输入总有效值低于3.0a时，3次谐波电流占电流基波含量可达80％，5次谐波电流占电流基波含量可达49％，7次谐波电流占电流基波含量可达21％，其它各次谐波含量的比重相应下降，19次谐波电流占电流基波含量可达2.2％，功率因数只有0.7左右。鉴于电路和控制算法为对称，忽略偶次谐波电流分量，则输入电流的有效值表达式为： （1）在部分有源pfc工作模式下，输入电流中主要为基波电流分量，其次为3次谐波电流成分，其它各次谐波电流所占比重较小，输入电流有效值可近似为： （2）为使输入电流的各次谐波分量满足国家标准，无源pfc工作模式时的最大工作电流有效值为：
（3）不妨取输入电流有效值为3.0a时作为电路由无源pfc工作模式转入部分有源pfc工作模式的临界点。显然，该临界点越高，越有利于减少功率开关igbt的开关损耗和导通损耗。一旦由无源pfc状态转换为部分有源pfc状态，由于功率因数的提高，在忽略效率有所不同的影响下，在同样输出功率的前提下输入电流的有效值将大大下降，并主要为基波电流成分，其次为满足标准的3次谐波电流成分。负载由重变轻时，输入电流有效值将减少，此时部分有源pfc工作模式效率较低，需要使电路切换到无源pfc模式下。同时为了防止电路在两种工作模式间切换发生振荡，部分有源pfc工作模式时的最小工作电流必须满足： （4）仍然在滤波电感为5.5mh时，而且输入总有效值位于2.0a～1.5a之间时，在自然整流状态下，3次谐波电流占电流基波含量可达83～86％，5次谐波电流占电流基波含量可达55～62％，7次谐波电流占电流基波含量可达28～36％，其它各次谐波含量的比重相应下降，19次谐波电流占电流基波含量可达3.5～3.1％。鉴于大体上基波电流有效值与总谐波电流有效值大致相等，可得： （5）式(5)说明部分有源pfc模式下，输入总有效值低于2.0a左右时，如果电路切换到无源pfc模式下，假设负载不突变和忽略效率前后的变化，切换后输入电流的有效值为3.0a左右，此时电路可能在此进入部分有源pfc模式下，为此需要增加余量，不妨取输入总有效值低于1.5a作为由部分有源pfc模式切换到无源pfc模式的临界点。切换后的输入电流有效值仅为2.2a左右，远低于3.0a，电路不会进入部分有源pfc模式。以上所用数据得到了仿真和实测结果的验证。<FONT color=#.3 工作区间在有源pfc工作模式中，在每半个整电源周期内，部分有源pfc具有五个工作区间，见图3，其中t0～t1、t2～t3、t4～t5为自然整流区间，t1～t2、t3～t4为强迫整流区间。 t2、t3时刻固定，分别对应输入电压和相位的时刻，t1、t4时刻随着输入电流(电感电流)有效值的大小变化有所变化，输入电流有效值越大，t1、t4时刻越接近输入电压过零点。 图3 部分有源pfc驱动脉冲的变化规律在强迫整流工作区间，一种做法是采用基于乘法器的传统有源pfc控制原理。按照传统有源pfc电路的输出电压与输入电压的关系，可以得到部分有源pfc的输出电压与输入电压的关系： （6）其中d为驱动脉冲的占空比。由式（6）可知，由于有源pfc工作区间所对应的输入电压最大瞬时值仅为，其中为输入电压的幅值。该公式意味着期望输出直流电压的幅值可以下降，最大占空比可以下降，可以实现buck变换。其结果为系统的电压应力降低，功率开关的损耗受到控制。此时驱动脉冲占空比的变化规律为： （7）<FONT color=#.4 部分有源pfc的实验结果取电容值为1410μf(用3只470μf /400v电解电容并联)，电感量为5.5mh，用一组可调电阻负载对以上电路进行了实验，开关频率为15.6khz。在轻载到重载3.5kw的范围内，输入电流的各次谐波含量均满足相应的标准。其中一组实验结果为：输入电压220v，电阻负载50ω，测得输入有功功率1.54kw，功率因数0.98，输入电流总有效值7.68a，输出电压274v，纹波电压最大峰峰值为13.9v。经过比较，在同样的输出功率下，该电路比传统pfc的效率提高2～3％。试验得到的部分有源pfc的输入电压与输入电流波形如图4所示。对输入电流进行谐波分析后，得到各次谐波电流分量的大小如图5所示。由图5可以看出各次谐波电流的大小都符合国家标准。在输入电流16a左右时，输入电压与输入电流波形见图6。可见在整个功率范围内，部分pfc都能获得良好的校正效果和较高的功率因数。 图4 输入电压与输入电流波形(1.72kw)图5 部分有源pfc输入电流的各次谐波分量图6 输入电压与输入电流波形(16.93a) <FONT color=# 采用mers的有源pfc目前已应用的串联补偿器主要有串联电容、晶闸管投切电容器（tsc）、晶闸管控制串联电容补偿器（tcsc）等。上述串联补偿器的共同特征是将电容直接串联到线路中,通过调节线路的等效阻抗值,来实现补偿无功功率，校正功率因数的目的。但是这种方法的补偿电压直接受到线路电流的影响，谐波较大，补偿效果不甚理想。作为一种新的无功补偿装置，不论负载阻抗如何变动，磁能恢复开关（mers）都能自动地校正功率因数，并且还具有损耗低和体积小等一系列的优点。因而本文提出了一种采用mers串联到线路中组成新型单相串联补偿器的方法，以期达到更好的补偿效果。<FONT color=#.1 电路描述磁能恢复开关（magnetic energy recovery switch）的结构如图7所示，虽然它的结构和单相全桥结构相同，但是二者的原理与应用却是有差别的。从图1可以看到，mers由4个igbt或mosfet元件和一个电解电容组成，并且电解电容的初始电压为零。在每个桥臂上都包含了2个元件，而且这4个元件无论是在串联方向还是并联方向都是反向连接的。在2个元件串联的中点之间连接着电解电容。通过1、2两条接线可以使mers方便地串联在交流电源和负载之间。mers既可以吸收存储在负载电感中的磁场能量，又可以将磁场能量回馈到负载中去。图7 mers的基本结构当电流从1端流向2端时，只控制s1和s3的导通或者关断，而s2和s4却在这一过程中始终保持关断状态。当s1和s3导通时，电流从1端经过d2、s3和s1、d4并联地流向2端，由于此时电解电容上还没有电流流过，电容电压依然保持为零。在此之后，当s1和s3关断时，电流从1端经过d2、电解电容和d4流向2端，电解电容将吸收负载中的磁场能量，电容电压得以稳步提升。当电解电容充满电时，即磁场能量完全转化为电容的能量，d2和d4将被强制关断，mers满足关断条件，无电流流过，处于关断状态。接下来，当s1和s3再次导通时，由于电解电容上电压的作用，d2和d4仍然不能导通，电流从1端经过s1、电解电容和s3流向2端，电解电容储存的能量将以磁场能量的形式回馈到负载中去，电容电压也将逐渐减小。当电容电压减小到零的时候，电流又会并联地从1端流向2端，依次重复以上的工作方式。这四个阶段均显示在图8之中。当电流从2端流向1端时，情况正好相反，只控制s2和s4的导通或者关断，s1和s3始终保持关断状态。由此可见，mers可以方便地实现电流的双向流动。图8 mers的工作方式<FONT color=#.2 mers组成单相串联补偿器由上述分析可知，mers具有结构简单，容易控制的特点，可以将其组成单相串联补偿器。将两组开关的工作频率选择为和电网电压频率一致，当s1和s3工作时，s2和s4保持关断状态，当s2和s4工作时，s1和s3保持关断状态，它们各自的工作时间分别为10ms。通过控制这两组开关，使电解电容上产生的容性无功补偿负载中的感性无功，从而校正功率因数。为此，需要s1和s3的脉冲触发角超前电源电压δ电角度，以使电容电压补偿负载的感性电压。图9为mers组成单相串联补偿器的拓扑结构图。在交流电源后面加上了emi滤波环节，以起到滤波的作用，mers串联在滤波环节和单相整流桥之间，桥前串联有电抗器，桥后连接着并联有电容器的负载，电抗器和电容器具有滤波效果。图9 mers组成单相串联补偿器当电解电容的容抗小于电路的等效感抗时，电解电容的放电时间将比开关周期短，放电还没有结束的时候，已经进入到下一个开关周期，电容电压变化较小。此时应该将δ固定为90°电角度，而不管电路的具体情况，并且功率因数会自动校正到1。当电解电容的容抗大于电路的等效感抗时，电解电容的放电时间将比开关周期长，放电已经结束的时候，下一个开关周期还没有到来，电容电压将出现一段时间为零。在电容电压达到最大值的时候，电路电流过零。此时δ将取决于电解电容容抗与电路等效感抗的比例大小，而在0°～90°之间变化。 在以下的分析中，将只考虑电解电容的容抗小于电路的等效感抗的情况，即s1和s3的脉冲触发角超前电源电压90°电角度。此种控制方式称为移相控制方式。除此之外，还有pwm控制方式，见图10。利用pwm波形对两组开关进行导通和关断操作的控制方式称为pwm控制方式，可以获得更好的输入电流波形。图10 mers pwm控制的原理参考图9，取电阻负载20ω，滤波电感50mh时，无pwm控制时的输入电压与输入电流波形见图11，直流回路电压波形见图12，带 pwm控制时的输入电压与输入电流波形见图13，可见mers的使用可以很好地对输入电流进行滤波。图11 输入电压与输入电流波形(无pwm控制)图12 直流回路电压波形(无pwm控制)图13 输入电压与输入电流波形(带pwm控制)<FONT color=# 串级调速中的pfc在电力传动中，异步电动机由于其固有的优点而得到广泛应用，而对于风机和水泵的调速，绕线电机串级调速是主要的调速方法之一，它把调速装置从定子改至转子，既避免了高电压，又减少了调速装置的容量。此外，它的主要优点还在于能把转差功率馈送到电网中去，或由电网馈入，或高效地利用它，其效率比较高，相应的调速系统具有良好的性能。但是，串级调速也有其致命的缺陷：功率因数比较低。一般串级调速系统在高速运行时的功率因数为0.6～0.65，比正常接线时电动机的功率因数减少0.1左右，在低速时可降到0.4～0.5。目前主要提高其功率因数的方法有逆变器的不对称控制、采用具有强迫换相功能的逆变器和采用斩波串级调速。pfc技术目前已广泛应用于电源等诸多方面。其通过在整流器和负载之间接入dc-dc开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入电压波形，从而使电流与输入电压同相位以得到较高的功率因数，并且使总谐波畸变变小。提出将pfc技术运用到串级调速装置中，分析了其应用对调速系统功率因数提高的作用。由于转子侧电动势为低频电压，本文还研究了低频电压的pfc，并利用scott变压器建立了一套新的串级调速系统。<FONT color=#.1 提高功率因数的原理串级调速由于在转子侧引入了整流器、逆变器和逆变变压器等装置，这些装置需要吸收无功功率造成了功率因数低。也就是说，串级调速功率因数较低问题出在转子侧功率因数较正常接线降低了很多。我们将电动机模型连同功率变换单元和逆变变压器全部折算到转子侧，如图14所示。图14 电动机串级调速系统折算至转子侧等效电路其中，ui为逆变器直流测电压；rd是折算到转子侧的电动机定子和转子的每相等效电阻，rd=sr1`/(n+r2)(n为修正系数);xd0是折算到转子侧的电动机定子和转子的每相等效漏抗，xd0=sx1`/(n+sx20);rl是直流平波电抗器的电阻；xt和rt分别是折算到二次侧的逆变变压器每相等效电阻和漏抗。电动机定子侧折算至转子侧如图15 ，u2为转子绕组的端电压，在图15中，u2后接入了串级调速装置。逆变器及逆变变压器折算可见。图15 绕线式电动机折算至转子侧一相等效电路不难发现，整流器后接入的感性负载将消耗无功功率造成功率因数降低，若在整流器后加入pfc，如图16，可以使整流侧输入电流也就是i2跟踪转子绕组的端电压u2，从而使两者同相。图16 加入pfc的串级调速系统原理知道如果绕线电动机转子串电阻调速时，转子端电压与转子电流同相。加上了pfc以后，串级调速系统也同样可以得到如此的效果，相当于pfc将转子绕组端所接的感性负载变成了阻性负载，因此pfc的加入可以使串级调速的功率因数提高到与绕线电动机转子串电阻调速时相近。<FONT color=#.2 基于scott变压器的三相pfc拓扑结构如图17所示。将scott变压器原边3个接线端接到绕线转子，该拓扑后再需接原串级调速中的电抗器、逆变器等装置，图16中对此省略。图17 基于scott变压器的三相pfc拓扑scott变压器将转子三相对称交流电动势转换成两个相位相差90°的等值独立正弦电压vt(t)、vm(t)，其中vt(t)超前vm(t)。则整流器输出电压即boost pfc的输入电压为，其中vp为电压幅值： （8） （9）boost变换器电流连续模式下开关占空比为： （10）
（11）boost pfc的电感电流可以跟踪整流器二次侧波形，因此电感电流可以近似为，其中ilp为电流幅值： （12） （13）由于boost pfc开关管电流为占空比乘以电感电流，则二极管电流值应为关断时间占空比乘以电感电流，即： （14）
（15）将(10)、(11)、(12)、(6)式代入(14)、(15)，得到： （16） （17）先忽略负载电流，对节点n1、n2列基尔霍夫电流定理，得到以下2个微分方程，并令： （18） （19）这是2个典型的一阶bernoulli方程，有解析解，并且初值条件为 。解得：
（21）式(13)、(14)看似复杂，实际上当t趋向无穷大时，电压的稳态响应是和的2个信号。最终的输出电压应该为2个电压之和，即v0(t)=v0t(t)+v0m(t)。具体波形可见文中最后图19和图20。<FONT color=#.3 低频电压的功率因数校正三相pfc是通过2个单相pfc实现的，而由于绕线式电动机转子电动势频率为sf1，一般比较低，因此这里2个单相boost pfc实际上需要对低频交流信号实现功率因数校正。由于输入电压仅有几赫兹，因此在前馈电压滤波环节方面，截止频率参数设置应比原先降低很多。 一般前馈电压滤波环节要求瞬态响应要快，所以设计时二次谐波衰减和快速响应要综合考虑。采用双极点滤波（两极点频率相同）正式折衷考虑了二者的关系。如图18为一前馈网络电路。 图18 前馈网络电路经计算，其电压转递函数为: （22）可令其截止频率为8hz，即: （23）并且: （24）由式(23)、(24)可求出一组参数。此外，在电压误差放大器补偿网络参数设计方面，由于低频信号，需要重新考虑电压补偿的带宽。在电流闭环设计中，需要考虑电流放大器ca的谐振频率。将控制策略应用到上文所说的基于scott变压器的三相pfc上后，得到的输出电压如图19所示。输入电压和输入电流如图20所示。 图19 三相基于scott变压器的pfc输出电压图20 单相输入电流和输入电压波形由图19可见，波形完全符合建立的数学模型，vt、vm是和的2个信号。波形在周起点以及半周期点相交，并且相位差半个周期。数学分析及最后仿真都说明由于2个电压互差180°，因此最后两者叠加的输出电压脉动将降低很多，近似于理想直流。三相pfc的单相输入电压和输入电流波形如图20所示，可见低频pfc的电流波形纹波较工频略大，但电压、电流基本没有相位差。由电动机折算至转子侧理论以及等效电路图15可知，电动机电子侧电流和转子侧电流差半个周期，因此电动机定子侧的功率因数也将提高。 <FONT color=# 结束语在叙述单相有源pfc技术发展趋势的基础上，给出三种有源pfc技术的原理说明。有关较详细的参考文献请浏览2007年的ieee electronic library（不到50篇）和其他文献。&
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