1200W双管正激变换器设计之一――变压器设计_百度文库
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1200W双管正激变换器设计之一――变压器设计
双​管​正​激​,​变​压​器​计​算
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正激式变换器不蓄积能量,只担负偶合传输,反激式变换器需把开通过程中的能量蓄积在本身,关断过程中再释放:正激式绕组同相位,反激式绕组反相;正激式变换器不用调节电感值,反激式需调节.正激式工作存在剩磁为防饱和需消磁电路,本身不蓄能需要蓄能线圈和续流二极管&&---
标签：正激变换器|反激变换器
正激变换器和反激变换器
正激变换器磁性元件的设计
正激变换器磁性元件除了变压器外，还有一个电感器，即扼流圈。一般的资料上都是从变压器开始算起的，但本人认为应该从电感器开始算起比较好，这样比较明了，思维可以比较清楚。因为正激变换器起源于BUCK变换器，而BUCK变换器，其功率的心脏是储能电感，因此，正激变换器的功率心脏是扼流圈，而不是变压器，变压器只有负责变电压，并没有其它的功能，功率传输靠得是电感。当然一般书上从变压器算起，也未尝不可，但这样算，思路不是很明确，也不容易让读者理解。
双管正激变换器工作特点
a、在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd　(Vs：输入电压;Vd:D1、D2的正向压降，)，D1、D2必须是快恢复管(当然用恢复时间越短越好，我在实际设计和调试中多使用MUR460)。
b、在与单端正激变换器相比，无需复位电路，有利于简化电路和变压器设计;功率器件可选择较低的耐压值;功率等级也会很大，据我所知现在很多大功率等级的通信电源及电力操作电源都选用了这种电路。
c、两个调整管工作状态一致，同时处通态或断态。我个人建议在大功率等级电源中选用此种电路，主要是调整管好选，比如IRFP460、IRFP460A等调整管即可。
正激变换器计算
在实际设计和调试中，与单管正激变换器变换器中变压器设计方法相同，不过省去了复位绕组。
正激变换器输出电感计算
单端正激、双管正激、半桥、推挽、全桥、BUCK等电路设计方法相同。我实际设计和调试中一般仅以公式计算值作参考，适当的可以调整匝数以达到最佳状态(我个人认为)。
单端反激变换器设计
1、反激变换器电路拓扑图
图单端反激变换器
2、反激变换器电路原理
其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q开通时Np储存能量，开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器，变压器初级需有Cr、Rr和Dr组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管D1。由于其变压器使用有气隙的磁芯，故其铜损较大，变压器温相对较高。并且其输出的纹波电压比较大。但其优点就是电路结构简单，适用于200W以下的电源且多路输出交调特性相对较好。
正激变换器和反激变换器的区别
正激式变换器不蓄积能量,只担负偶合传输,反激式变换器需把开通过程中的能量蓄积在本身,关断过程中再释放:正激式绕组同相位,反激式绕组反相;正激式变换器不用调节电感值,反激式需调节.正激式工作存在剩磁为防饱和需消磁电路,本身不蓄能需要蓄能线圈和续流二极管.反激式不用..因为成本和它们的特性,一般反激式电源在100瓦以下,正激式100瓦以上,并不是它们不能互换做功率.
正激式变换器不蓄积能量,只担负偶合传输,反激式变换器需把开通过程中的能量蓄积在本身,关断过程中再释放:正激式绕组同相位,反激式绕组反相;正激式变换器不用调节电感值,反激式需调节.正激式工作存在剩磁为防饱和需消磁电路,本身不蓄能需要蓄能线圈和续流二极管
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&&&&分析了反激式开关电源中变换器的两种工作模式和PWM控制模式．指出了电流控制模式在反激式开关电源中的使用优势及存在问题，并提出相关解决措施。
&&&&正激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、容易实现多路输出等优点,因此在开关电源产品中得到了广泛的应用。有源钳位磁复位技术有着磁芯工作在第一、第三象限,可工作占空比高,原边开关工作电压,而且有利于实现同步整流管同步自驱动和软件开发等优点,因此对有源钳位同步整流正激变换器的研究具有实际的工程应用价值。
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未经版权所有人明确的书面许可，不得以任何方式或媒体翻印或转载本网站的部分或全部内容。源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置， 用于交流－直流或直流 ―直流电能变换，通常称其为开关电源。其功率从零点几瓦到数十千瓦，广泛用于生活、生 产、科研、军事等各个领域。开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的 输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控 制。本设计的交流输入电压范围是 85V～265V，输出电压 24V，输出功率 200W。该设计能 够同时实现输入欠压保护、输出过压保护、功率因数校正等功能。本设计主要采用单片开关 电源芯片 L6562D，NCP1015 和 NCP1217，线性光耦合器 PC817A 及可调式精密并联稳压器 TL431 等专用芯片以及其它的分立元件相配合， 使设计出的开关电源具有稳压输出功能。 主 要用到的开关电源电路拓扑有 BUCK 电路，BOOST 电路和正激电路。关键词：开关电源，功率因数校正，电路拓扑iABSTRACTThe switching power supply is a power conversion device for AC-DC or DC-DC conversion,which is consist of switching circuits controled by duty cycle.Its power varies from a few tenths of watts to tens of kilos watts,and it is widely used in life,production,scientific research, military and other fields.The core of the switching power supply is power electronic circuit.According to the request of steay output voltage or flow characteristics of power from the load,it can use feedback control circuit with duty cycle control method to control the switching circuit. The AC input voltage of this design ranges from 85V to 265V and the output voltage is 24V,the output power 200W.The design can simultaneously realize functions of input under-voltage protection, output overvoltage protection and power factor correction. The design mainly adopts dedicated chips ,such as single switching power supply chip L6562D, the NCP1015 and NCP1217A, a linear optocoupler PC817 and adustable precision shunt regulator control TL431 ,which is matched with other discrete components to make the switching power supply with voltage regulator output function. The main switching power supply circuit topology are Buck Circuit, the Boost Circuit and a Forward Circuit.Key words：the switching power supply,power factor correction,circuit topologyii目 录第 1 章 开关电源简介.................................................................................................. 11.1 1.2 1.3 开关电源的发展简史 ............................................................................................... 1 开关电源的发展趋势和前景展望 ........................................................................... 1 本文的主要工作 ....................................................................................................... 2 1.3.1 基本要求 ........................................................................................................... 3 1.3.2 发挥部分 ........................................................................................................... 3 开关电源的分类 ....................................................................................................... 4 开关电源的基本工作原理 ....................................................................................... 4 PFC 原理................................................................................................................... 5 双管正激式变换器工作原理 ................................................................................... 6 原理图设计............................................................................................................... 8 元件参数与选择 ....................................................................................................... 8 3.2.1 压敏电阻 ........................................................................................................... 8 3.2.2 安规电容 ........................................................................................................... 8 3.2.3 泄放电路 ........................................................................................................... 9 3.2.4 共模扼流圈 ....................................................................................................... 9 3.2.5 整流桥和滤波电容 ........................................................................................... 9第 2 章 开关电源的分类和基本工作原理.................................................................. 42.1 2.2 2.3 2.4 3.1 3.2第 3 章 交流输入部分电路的设计与实现.................................................................. 8第 4 章 基于 L6562D 的连续型 APFC 电路设计与实现 ........................................ 10L6562D 功能特点及其工作方式........................................................................... 10 设计要求................................................................................................................. 10 工作原理................................................................................................................. 10 4.3.1 概述 ................................................................................................................. 10 4.3.2 FOT 峰值电流模式分析 ................................................................................ 11 4.3.3 FOT 峰值电流模式的输入电流畸变 ............................................................ 12 4.3.4 输入电流尖峰畸变的补偿电路 ..................................................................... 12 4.4 原理图设计............................................................................................................. 14 4.5 参数设计................................................................................................................. 14 4.5.1 升压电感的设计 ............................................................................................. 14 4.5.2 确定电流取样电阻 ......................................................................................... 17 4.1 4.2 4.3第 5 章 基于 NCP1217A 双管正激变换器电路的设计与实现 ............................... 195.1 5.2 5.3 5.4 NCP1217A 功能特点 ............................................................................................. 19 设计要求................................................................................................................. 19 原理图设计............................................................................................................. 19 参数设计................................................................................................................. 21 5.4.1 变压器和输出电感的设计 ............................................................................. 21 5.4.2 确定次级侧的整流二极管 ............................................................................. 22 5.4.3 确定输出电容器 ............................................................................................. 23 5.4.4 脉冲驱动电路的设计 ..................................................................................... 23 5.4.5 稳压反馈电路设计 ......................................................................................... 24第 6 章 基于 NCP1015 的辅助电源设计与实现 ...................................................... 2516.1 6.2 6.3 6.4 7.1NCP1015 功能特点 ................................................................................................ 25 设计要求................................................................................................................. 25 原理图设计............................................................................................................. 25 工作原理................................................................................................................. 25第 7 章 测试报告........................................................................................................ 26概述......................................................................................................................... 26 7.1.1 输出电压精度 ................................................................................................. 26 7.1.2 线性调整率 ..................................................................................................... 26 7.1.3 负载调整率 ..................................................................................................... 27 7.1.4 工作效率 ......................................................................................................... 28 7.1.5 PF 值 ............................................................................................................... 30 7.1.6 纹波 ................................................................................................................. 31 7.2 毕设完成指数 ......................................................................................................... 33 7.2.1 基本要求 ......................................................................................................... 33 7.2.2 发挥部分 ......................................................................................................... 33第 8 章 调试总结........................................................................................................ 348.1.1 8.1.2 8.1.3 8.1.4 8.1.5 基于 NCP1654 的 PFC 调试 .......................................................................... 34 基于 NCP1217A 的双管正激调试 ................................................................ 34 基于 L6562D 的 APFC 电路的调试.............................................................. 34 联调 ................................................................................................................. 35 心得体会 ......................................................................................................... 35参考文献...................................................................................................................... 37 附录 A 原理图 ............................................................................................................ 38A.1 A.2 A.3 A.4 A.5 B.1 B.2 B.3 B.4 B.5 APFC 设计部分 ...................................................................................................... 38 双管正激部分 ......................................................................................................... 39 交流输入部分 ......................................................................................................... 40 NCP1217A 设计部分 ............................................................................................. 40 辅助电源设计部分 ................................................................................................. 40 交流输入部分参数 ................................................................................................. 41 辅助电源设计部分参数 ......................................................................................... 41 NCP1217A 设计部分参数 ..................................................................................... 41 APFC 设计部分参数 .............................................................................................. 42 双管正激设计部分参数 ......................................................................................... 42附录 B 器件清单 ........................................................................................................ 41附录 C APFC 电路 PCB.............................................................................................. 44 附录 D 双管正激电路 PCB ....................................................................................... 452第1章 开关电源简介1.1 开关电源的发展简史开关电源是相对线性电源说的。 输入端直接将交流电整流变成直流电， 再在高频震荡电 路的作用下，用开关管控制电流的通断，形成高频脉冲电流。在电感（高频变压器）的帮助 下，输出稳定的低压直流电。由于变压器的磁芯大小与它的工作频率的平方成反比，频率越 高铁心越小。这样就可以大大减小变压器，使电源减轻重量和体积。而且由于它直接控制直 流，使这种电源的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源，因此它受到人们的青睐。 随着电子技术的高速发展， 电子系统的应用领域越来越广泛， 电子设备的种类也越来越 多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它 们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为 发展方向。 传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。 这种传统稳压电源 技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压 小、 使用可靠等优点。 但其通用都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤 波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必 须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有 45%左右。另外， 由于调整管上消耗较大的功率， 所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器， 很难 满足现代电子设备发展的要求。 20 世纪 50 年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。 在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能 稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源， 并广泛应用于电子整机与设备中。 20 世纪 80 年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20 世纪 90 年 代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入高速发展 期。并且自开关稳压电源问世后，在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。 早期出现的是串联型开关电源， 其主电路拓扑与线性电源相仿， 但功率晶体管工作于开 关状态。随着脉宽调制（PWM）技术的发展，PWM 开关电源问世，它的特点是用 20kHz 的载波进行脉冲宽度调制，电源的效率可达 65%~70%，而线性电源的效率只有 30%~40%。 因此，用工作频率为 20kHz 的 PWM 开关电源替代线性电源，可大幅度节约能源，从而引 起了人们的广泛关注，在电源技术发展史上被誉为 20kHz 革命。随着超大规模集成 (ultra-large-scale-integrated-ULSI)芯片尺寸的不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得 多；而航天、潜艇、军用开关电源以及用电池的便携式电子设备(如手提计算机、移动电话 等)更需要小型化、轻量化的电源。因此，对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件 和电容的体积重量也要小。此外，还要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。 这一切高新要求便不断促进了开关电源的发展和进步。1.2开关电源的发展趋势和前景展望开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源 轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智 能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn Zn)材料上加大科 技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是 一项关键技术。SMT 技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器 件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的 PWM 开关技术进行 创新，实现 ZVS、ZCS 的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源1的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措 施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术， 高频化带来的效益是使开关电源装置空 前地小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新 技术产品的小型化、 轻便化。 另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都有深 远意义。 目前市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用 MOSFET 的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。 对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路， 这种工作方式称为谐振开关方式。 它可以极 大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种 方式。 采用谐振开关式的兆赫级变换器已经实用化。 开关电源的发展趋势可以概括为以下四 个方面： (1) 小型化、 薄型化、 轻量化、 高频化――开关电源的体积、 重量主要是由储能元件 （磁 性元件和电容） 决定的， 因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元 件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压 器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源 的主要发展方向。 (2) 可靠性――开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。 从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。 所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度。这样不但解决了 电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路提高了平均无故障 时间。 (3) 低噪声――开关电源的缺点之一是噪声大。 单纯地追求高频化， 噪声也会随之增大， 采用部分谐振转换回路技术， 在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。 所以低噪 声影响是开关电源又一发展方向。 (4) 采用计算机辅助设计和控制――采用 CAA 和 CDD 技术设计最新变换拓扑和最佳 参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构 成多功能监控系统，可以实时检测、纪录并自动报警等。 开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实 现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率 MOSFET、IGBT 等 新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容 的介电常数及降低其等效串联电阻等， 对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。 总 之，人们在开关电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促 进并推动着开关电源以每年超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可 靠性发展。1.3本文的主要工作开关电源体积小、效率高，被誉为高效节能电源，现己成为稳压电源的主导产品。当今 开关电源正向着集成化、智能化的方向发展。高度集成、功能强大的开关型稳压电源代表着 开关电源发展的主流方向。 本论文主要围绕当前流行的单片开关电源芯片进行了稳压电源特 性的研究，论文的主要内容如下： 开关型稳压电源是采用全控型电力电子器件作为开关， 利用控制开关的占空比来调整输 出电压的新型电源，具有体积小、重量轻、噪音小，以及可靠性高等特点。本设计是制作出 一种单片开关电源，使设计出的开关电源具有以下要求：21.3.1 基本要求 1. 输入电压 85~265VAC； 2. 输出电压：24V，电压精度≤1%； 3. 输出电流：8.3A，功率 200W； 4. 线性和负载调整率≤1%； 5. 功率因素：≥96%； 6. 输出电压纹波：≤200mV； 7. 220VAC 输入时，效率：≥86%； 8. 散热方式：被动散热（MOS 管、电感器件的温升小于 55°） ； 9. 具有短路保护、自恢复功能。 1.3.2 发挥部分 1. 提高转换效率； 2. 降低输出纹波; 3. 4. 5. 6. 增加 Brown-out 功能； 增加 Trim 功能； 增加输出过压保护功能； 提高输出电压精度；7. 尽量缩小体积。3第2章 开关电源的分类和基本工作原理2.1 开关电源的分类开关型稳压电源的种类很多， 分类方法也有多种。 从驱动功率管的方式来分可分为自激 式和它激式，在自激式开关电源中由开关管和高频变压器构成正反馈环路来完成自激振荡； 它激式开关稳压电源必须附加一个振荡器， 振荡器产生的开关脉冲加在开关管上， 控制开关 管的导通和截至。按开关管的个数及连接方式可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式等， 单端式开关电源仅用一个开关管， 推挽式和半桥式采用两个开关管， 全桥式则采用四个开关 管。按开关管的连接方式，开关电源分为串联型与并联型开关电源，串联型开关电源的开关 管是串联在输入电压与输出负载之间的，属于降压式稳压电路;而并联型开关电源的开关管 是并联在开关电源之间的，属于升压式电路。 一般来说，功率很小的电源（1~100W）采用电路简单、成本低的反激型电路较好；当 电源功率在 100W 以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，则应采 用正激型电路；对于功率大于 500W、工作条件较好的电源，则采用半桥或全桥电路较为合 理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥电路；如果功率很大，则应采用全桥电路；推挽 电路通常用于输入电压很低、 功率较大的场合。 基于本设计中开关型稳压电源是采用全控型 电力电子器件作为开关，利用控制开关的占空比来调整输出电压的新型电源，具有体积小、 重量轻、噪音小，以及可靠性高等特点。本设计旨在设计并制作出一种具有自动稳压功能的 开关电源。因此，本设计就选择了双管正激式开关电源。2.2开关电源的基本工作原理目前生产的开关电源大多采用采用脉宽调制方式， 少数采用频率调制方式， 下面对开关 电源控制方式及脉宽调制的基本原理做简要介绍。 脉宽调制型,即为 PWM 技术：PWM 技术，全称脉冲宽度调制（Pulse width Modulation， PWM）技术，是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形（含形状和幅值） 的。PWM 控制技术主要是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效 的技术，广泛应用在从事测量、通信到功率控制与变换的诸多领域。PWM 开关稳压电源的 基本工作原理就是在输入电压、内部河南机电高等专科学校毕业设计论文 6 参数以及外接 负载变化的情况下， 控制电路通过被控信号与基准信号的差值进行闭环反馈， 调节主电路开 关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压被控制信号稳定。 调宽式开关稳压电源的控制原理如图 2.1 所示。对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均 电压 Uo 取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压 Uo 可由（2.2.1）计算：Uo ?U mT1 T（2.1）式中 Um 为矩形脉冲最大电压值，T 为矩形脉冲周期，Td 为矩形脉冲宽度。当 Um 与 T 不变时，直流平均电压 Uo 将与脉冲宽度 Td 成正比。这样，只要设法使脉冲宽度随稳压电源 输出电压的增高而变窄，就可以达到稳压输出目的。4图 2.1脉宽调制式开关电源控制原理图开关稳压电源的电路原理框图如图 2.2 所示。交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波 后， 变成含有一定脉动成份的直流电压， 该电压通过功率转换电路进人高频变换器被转换成 所需电压值的方波， 最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 反馈控制电 路为脉冲宽度调制器， 它主要由取样器、 比较器、 振荡器、 脉宽调制及基准电压等电路构成。 这部分电路目前己集成化， 制成了各种开关电源专用集成电路。 控制电路用来调整高频开关 元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。图 2.2开关电源电路框图2.3PFC 原理220V 市电是个标准的正弦波，流过阻性负载的电流也是一个同相位的正弦波，但由于 电源整流器是非线性元件，使输入的交流电流产生畸变，呈脉冲状，造成的严重后果是谐波 对电网的危害作用，变电设备损坏，电能效率降低，能源浪费；在三相电路中，中线流过三 相三次谐波电流的叠加，使中线过流而损坏等等。功率因素控制（PFC）就是采取一定措施 使电流波形相位接近电压波形。图 2.3不带 PFC 的典型开关电源的输入特性5图 2.4带接近完美的 PFC 典型开关电源的输入特性主动式 PFC 则由电感电容及电子元器件组成， 体积小、 通过专用 IC 去调整电流的波形， 对电流电压间的相位差进行补偿。主动式 PFC 可以达到较高的功率因数，通常可达 98%以 上，但成本也相对较高。此外，主动式 PFC 还可用作辅助电源，因此在使用主动式 PFC 电 路中，往往不需要待机变压器，而且主动式 PFC 输出直流电压的纹波很小，这种电源不必 采用很大容量的滤波电容。图 2.5BOOST 电路Boost 是一种升压电路，这种电路的优点是可以使输入电流连续，并且在整个输入电压 的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；该电路的电感电流即为输入电流，因 而容易调节；同时开关管门极驱动信号地与输出共地，故驱动简单；此外，由于输入电流连 续，开关管的电流峰值较小，因此，对输入电压变化适应性强。 利用 Boost 电路实现高功率因数的原理是使输入电流跟随输入电压， 并获得期望的输出 电压。因此，控制电路所需的参量包括即时输入电压、输入电流及输出电压。乘法器连接输 入电流控制部分和输出电压控制部分，输出正弦信号。当输出电压偏离期望值，如输出电压 跌落时，电压控制环节的输出电压增加，使乘法器的输出也相应增加，从而使输入电流有效 值也相应增加，以提供足够的能量。在此类控制模型中，输入电流的有效值由输出电压控制 环节实现调制，而输入电流控制环节使输入电流保持正弦规律变化，从而跟踪输入电压。 本设计采用 ST 公司推出的 L6562D，L6562D 是一款很常用的控制 IC。它是一款工作 方式可以选择的升压调整器，它以 PWM 方式控制功率开关的导通时间，工作频率可调且可 以采用 CCM 方式工作。2.4双管正激式变换器工作原理与单管正激变换器的区别时双管正激变换器无需磁复位辅助绕组， 在反激时磁复位功能6由二极管 D1 和 D2 完成，并将开关管集电极-发射极承受的电压钳位在（Vin+VDF）,VDF 为二 极管的正向压降。 双管正激式变换器工作原理除磁复位不同外， 工作过程与单管正激式变换 器相同。开关管 Q1 和 Q2 同时导通或者关断，开通时输送能量到输出端，关断时电感 L 电 流经过 D4 续流，同时变压器的励磁电流经二极管 D1 和 D2 流入电源 Vin，励磁能量同样也返 回电源。 电路设计如下图所示：图 2.6双管正激电路7第3章 交流输入部分电路的设计与实现3.1 原理图设计图 3.1交流输入部分3.2元件参数与选择3.2.1 压敏电阻 MOV：压敏电阻，抑制雷电过电压和操作过电压等瞬态过电压的压敏电阻器。压敏电 阻器主要应用于各种电子产品的过电压保护电路中， 它有多种型号和规格。 所选压敏电阻器 的主要参数（包括标称电压、最大连续工作电压、最大限制电压、通流容量等）必须符合应 用电路的要求， 尤其是标称电压要准确。 标称电压过高， 压敏电阻器起不到过电压保护作用， 标称电压过低，压敏电阻器容易误动作或被击穿。 如果电器设备耐压水平 Vo 较低，而浪涌能量又比较大，则可选择压敏电压较低、片径 较大的压敏电阻器；如果 Vo 较高，则可选择压敏电压较高的压敏电阻器，这样既可以保护 电器设备，又能延长压敏电阻使用寿命。 普通电阻器遵守欧姆定律， 而压敏电阻器的电压与电流则呈特殊的非线性关系。 当压敏 电阻器两端所加电压低于标称额定电压值时， 压敏电阻器的电阻值接近无穷大， 内部几乎无 电流流过。当压敏电阻器两端电压略高于标称额定电压时，压敏电阻器将迅速击穿导通，并 由高阻状态变为低阻状态，工作电流也急剧增大。当其两端电压低于标称额定电压时，压敏 电阻器又能恢复为高阻状态。 当压敏电阻器两端电压超过其最大限制电压时， 压敏电阻器将 完全击穿损坏，无法再自行恢复。 3.2.2 安规电容 C1：X 电容，也称为安规电容，用于抑制差模干扰； Y1，Y2，Y3：Y 电容，抑制共模干扰，为共模干扰提供交流通路； 安规电容分为 X 电容及 Y 电容。 它们用在电源滤波器里,起到电源滤波作用,分别对共模, 差模干扰起滤波作用。安规电容是指用于这样的场合，即电容器失效后，不会导致电击，不 危及人身安全。 X 电容是跨接在电力线两线（L-N）之间的电容，一般选用金属薄膜电容；X 电容底下 又分为 X1, X2, X3。表 3.1 X 电容 X1 X 电容 区别 耐高压大于 2.5 kV，小于等于 4 kV8续上表 X 电容 X2 X3 区别 耐高压小于等于 2.5 kV 耐高压小于等于 1.2 kVY 电容是分别跨接在电力线两线和地之间（L-E，N-E）的电容，一般是成对出现。Y 电容底下又分为 Y1，Y2，Y3。表 3.2 Y 电容 Y1 Y2 Y3 Y4 Y 电容 额定电压范围 ≥ 250V ≥150V ≤250V ≥150V ≤250V &150V绝缘等级 双重绝缘或加强绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘基于漏电流的限制，Y 电容值不能太大，一般 X 电容是 uF 级，Y 电容是 nF 级。理论 上，Y 电容越大，对共模浪涌电流抑制越有效，但 Y 电容越大，漏电流也越大，Y 电容的 总容量一般都不能超过 4700P；由于变压器不是理想的，就会存在漏感，匝间电容耦合，层 间电容耦合，就会有 du/dt，di/dt，于是就有了尖峰，于是就有了干扰。加上 Y 电容，给共 模信号提供交流通道。 Y 电容除符合相应的电网电压耐压外， 还要求这种电容器在电气和机械性能方面有足够 的安全余量， 避免在极端恶劣环境条件下出现击穿短路现象， 电容的耐压性能对保护人身 Y 安全具有重要意义。 3.2.3 泄放电路 R1，R2 为泄放电阻。X 电容的两端并联一个安全电阻，用于防止电源线拔插时，由于 该电容的充放电过程而致电源线插头长时间带电。 安全标准规定， 当正在工作之中的机器电 源线被拔掉时，在两秒钟内，电源线插头两端带电的电压(或对地电位)必须小于原来额定工 作电压的 30%。 3.2.4 共模扼流圈 T1：共模扼流圈，也叫共模电感，是在一个闭合磁环上对称绕制方向相反、匝数相同 的线圈，一般取值为 10-30mH。 理想的共模扼流圈对 L（或 N）与 E 之间的共模干扰具有抑制作用，而对 L 与 N 之间 存在的差模干扰无电感抑制作用。但实际线圈绕制的不完全对称会导致差模漏电感的产生。 信号电流或电源电流在两个绕组中流过时方向相反， 产生的磁通量相互抵消， 扼流圈呈现低 阻抗。共模噪声电流（包括地环路引起的骚扰电流，也处称作纵向电流）流经两个绕组时方 向相同，产生的磁通量同向相加，扼流圈呈现高阻抗，从而起到抑制共模噪声的作用。 3.2.5 整流桥和滤波电容 D1：整流桥，将双极性交流电整流为单极性的交流电； C2：滤波电容，一般输入滤波电容都选择大容量的电解电容，把输入的交流电压变为 脉动电压。在 PFC 电路中，较大容量的电解电容，会使输入电流成尖脉冲，输入电流不能 跟随电压的相位， 起不到功率因数校正的作用， 而小容量的电解电容又承受不了这么大的纹 波电流，所以这个位置一般都用 CBB 电容。9第4章 基于 L6562D 的连续型 APFC 电路设计与实现4.1 L6562D 功能特点及其工作方式乘法器内置； 极低的启动电流； 精确可调的外部过压保护； 零电流侦测功能； 800mA 的驱动级输出，可用于直接驱动功率 MOSFET。 2. 引脚功能表 4.1 引脚序号 1 2 3 4 5 6 7 8 L6562D 引脚功能 引脚名称 INV COMP MULT CS ZCD GND GD Vcc 引脚功能 输出反馈端 反馈补偿端 输入检测端 MOSFET 峰值电流检测端 零电流检测端 工作电源地 驱动输出端 工作电源正极1. 特点4.2设计要求表 4.2 类别 输入电压 输出电压 纹波电压 输出功率 持续时间 最大工作频率 效率 纹波因数 温升 设计要求 参数值 85~265VAC 400VDC 20V 270W 20ms 100kHz 0.9 0.3 45℃4.3工作原理4.3.1 概述 随着电力电子设备功率因数要求的不断提高， PFC 电路得到了较大的发展。 对不同等级 而言，临界导通模式(TM)，FOT 以及固定频率平均电流模式分别在小功率，中功率，大功 率场合得到了充分应用。FOT 可通过 TM 控制芯片外接无源器件实现，成本较低；FOT 峰 值电流控制稳定性较高，对负载的扰动响应很快，占空比可大于 0.5，变换器不会发生次谐10波振荡的问题。电感电流可在连续电流模式(CCM)和断续电流模式(DCM)，交替的状态下进 行，因此变换器可应用于较大功率负载，电路输入电流纹波小，效率较高，差模电磁干扰较 小。然而对于输入电压波动较大及负载要求范围大的场合，输入电流会产生畸变，考虑到 FOT 控制方式的优良性能和应用价值， 我们在这里选择了一种新型含补偿电路的 FOT-PFC。 4.3.2 FOT 峰值电流模式分析图 4.1FOT-PFC 控制框图FOT 是一种变频控制方式：在不同负载和线电压条件下通过反馈控制调节开关管的导 通时间，实现对电路输入电流和输出电压的调节。FOT-PFC 框图如图 4.1 所示。图 4.2FOT 模式的电感电流曲线 11调节器由电压外环和电流内环组成， 电压外环输出与输入电压采集信号经乘法器， 给定 电流峰值的参考信号，以控制开关管关断；关断同时给定时器触发信号，定时器经一段时间 后开启开关，进入下一个开关周期控制，从而实现导通时间可调的 FOT 峰值电流模式。电 感能量在关断时间放完，电路运行与 DCM/临界电流模式，否则电路运行于 CCM 模式。为 实现 CCM 运行优点，电路参数设计应考虑在较大范围内实现电感电流的连续。电感电流的 包络曲线为正弦信号，如图 4.2 所示。在 CCM 部分，电感电流的变化减小，则开关导通时 间变大，开关关断时间固定，故开关频率在正弦信号峰值处最大，在 CCM/DCM 边界处达 到频率最小值，在 DCM 部分开关频率恒定。 4.3.3 FOT 峰值电流模式的输入电流畸变 输入电流过零畸变根本原因在于输入电流的相位超前和升压电感限制了电流上升变化 率，通过加入补偿环节使过零畸变明显改善。另外在 PFC 控制芯片外围搭建跨越失真减小 电路，主要功能是通过控制开关在过零附近导通时间延长，使得输入电压充分放电，减小二 极管导通死角，可使输入电流畸变有较大的改善。 而在 50～60Hz 市电输入电压情况下，PFC 控制芯片外围的跨越失真减小电路接入后， 由输入电流相位超前和电流上升变化率受限而产生的过零畸变变小。 4.2 示出的输入电流 图 畸变主要是由升压电感 DCM 运行产生的。对于 FOT 峰值电流模式，输入电流畸变区域随 输入电压及负载的变化而变化。 而对于运用 TM 控制芯片实现 FOT 峰值电流控制模式的调节器，输入电流平均值存在 尖峰形电流畸变，具体分析如下： 在选取运行频率时，需考虑开关最小导通时间 Tonmin，Tonmin 发生在输入电压峰值处，由 升压电感的伏秒特性可得：u in Ton ? (U o ?U in)Toff当输入电压取最大值 Uinmax 时，有：(式 4.1)Ton min ? (1 ? k max )Toff / k max式中：(式 4.2)k max ? U in max / U o(式 4.3)由于最小导通角的限制， 在宽输入电压运用场合关断时间也有最小值的限制， 即最大频 率有一定限制。电路参数优化设计确定后，电路运行于最大输入电压，最大负载时，输入平 均电流峰值处会产生最大频率运行点，此时保证 FOT 模式运行的开关导通时间小于最小限 制值，导通时间被钳位，导致电感的伏秒特性不再满足原有平衡要求，导通时间比要求的时 间长， 电感的平均电流会随之产生累积增长。 从而导致了平均电流顶部不是严格的正弦信号， 而是一个尖峰信号，此尖峰会恶化电流 THD 值，同时限制输入电压的范围。 4.3.4 输入电流尖峰畸变的补偿电路 输入电流尖峰畸变产生的主要原因为导通时间最小值的限制， 若在要求导通时间最小的 情况下，改变原有的伏秒平衡，将固定的关断时间适当增大，则导通时间可适当的增大，这 样就使得导通时间始终在限制以上，从而克服了输入电流尖峰畸变的问题。补偿电路如图 4.3 所示。 开关关断时间受输入电压瞬时值调制，开关处于关断状态时，若 ZCD 引脚电压12Uzcd&(Umult+Ube)，电容 C 通过 R1，R2 放电，Uzcd 满足：U zcd? ? ? ? ( R // R )C ? R1 R1 ? ?U ZCDclamp ? (U mult ? U be )? ? e ? 1 2 ? ? (U mult ? U be ) R1 ? R2 R1 ? R2 ? ?(式 4.4)?t?当 Uzcd&(Umult+Ube)时，开关关断，C 通过 R1 放电，电压满足：U zcd－ R1 ? (U mult ? U be )e R1C R1 ? R2t(式 4.5)Uzcd 由钳位电压 Uclamp 下降经 t1 和 t2 后降至 ZCD 的触发电压开启开关，t1 为 Uclamp 降至 Umult+Ube 的时间，t2 为 Umult+Ube 降至 Utrigger 的时间，又 Toff=t1+t2，经数学运算得：图 4.3补偿电路Toff ? ? R1C?ln (U ZCDtrigger U mult ? U be)?? ?? R1 (U mult ? U be ) R2 ? ? ln ? ?? R1 ? R2 ?U ZCDclamp( R1 ? R2 ) ? (U mult ? U be ) R1 ? ? ? ??(式 4.6)一旦 Umult/Uin 设定，通过合理选择 R1 和 R2 的数值，可使整个调节器的运行范围内 Ton&Tonmin。 此种方法为一种前馈补偿， 并不影响固定关断时间峰值电流控制基本性能。 off(归 T 一化处理后的值)在半个输入电压周期内的变化如图 4.4 所示。图 4.4Toff 变化曲线134.4原理图设计本文在基于 FOT-PFC 控制模型下，采用 ST 公司的 L6562 作为控制芯片，给出了 Boost-APFC 电路的设计方法。图 4.5 给出了由 L6562 构成的 APFC 电源的实际电路图。图 中，输入交流电经整流桥整流后变换为脉动直流，作为 Boost 电路的输入；电容 C3 用以滤 除电感电流中的高频信号，降低输入电流的谐波含量；电阻 R9，R9b，RM，R13b，和 RM1， RMb 构成电阻分压网络，用以确定输入电压的波形与相位，电容 C6 用以虑除 3 号引脚的高 频干扰信号；电阻 R6 作为电感电流检测电阻，用以采样电感电流的上升沿(MOS 管电流)， 该电阻一端接于系统地，另一端同时接在 MOS 管的源极，同时接至芯片的 4 脚；电阻 R1a， R1b，R2a，R2b 和 R3a，R3b，构成电阻分压网络，同时形成输出电压的负反馈回路；电容 C2 与电容 C5 和 R12 分别连接于芯片 1、2 脚之间，以组成电压环的补偿网络。5 脚接 CZ2， RZ1，Q2 用来控制驱动输出 PWM 的关断时间。图 4.5APFC 原理图4.5参数设计4.5.1 升压电感的设计 1. 确定最小关断时间 最小关断系数k min ? 2 *最大关断系数Vin min 85 ? 2* ? 0.301 Vout 400 Vin max 265 ? 2* ? 0.937 Vout 400(式 4.7)k max ? 2 *(式 4.8)当输入电压最大时，也就是开关频率最高时，fswmax=100kHz，最小关断时间14t OFF min ?2. 确定输入功率和峰值电流 输入功率k min 0.301 ? ? 3.01?s f sw max 100 *10 3(式 4.9)Pin ?峰值电流Po??270 ? 300W 0.9(式 4.10)I pk max＝3. 确定纹波电流和升压电感2 Pin 2 * 300 ? ? 4.99 A k min Vout 0.301 * 400(式 4.11)当输入电压最小即 Vin=85VAC 时，纹波电流最大，纹波因数在这里我们取 Kr=0.3，则 最大纹波电流?ILpk ?6Kr 6 * 0.3 Ipk max ? * 4.99 ? 1.26 A 8 ? 3Kr 8 ? 3 * 0.3(式 4.12)由纹波电流可以求得升压电感L ? (1 ? k min )Vout 400 t OFF min ? (1 ? 0.301) * * 3.01 *10 ?6 ? 668uH ?ILpk 1.26(式 4.13)经过电感的电流有效值为I L ( rms ) ?Pino K minVout2?16 k min 3*?(式 4.14)300 16 * 0.301 ? 2? ? 3.040 A 0.301 * 400 3 * 3.14输入电感主要作用是储存输入侧的能量， 所以可以考虑选择带气隙的铁氧体磁芯和磁粉 芯。磁粉芯内部分布有气隙，能存储能量，其磁导率一般比较低，所以可以可通过比较大的 直流分量。磁粉芯根据磁性材料粉末的不同可以分为以下几类，如表 4.3 所示。表 4.3 特性 有效磁导 率范围 饱和磁感 应强度 （T） 相对价格 磁芯损耗 1.2 低 最高 1.6 中等 适中 1.05 中等 低 1.5 高 适中 0.75 高 最低 3~100 26~90 14~125 14~160 14~550 铁粉芯 硅铁磁粉芯 磁粉芯参数 高磁通磁粉芯 铁镍钼磁粉芯铁硅铝磁粉芯从性能和价格上综合考虑， 最终选择的是铁硅铝磁粉芯。 下面根据经验及公式计算需要 多大尺寸和磁导率的磁芯，步骤如下：154. 计算 LI2LI 2 ? 668 *10 ?3 * 3.04 2 ? 6.17 mH * A2计算 LI2 的目的是根据所要存储的能量估计所选择磁芯的大小。 5. 根据磁芯选择图选择合适大小及磁导率的磁芯(式 4.15)图 4.6磁芯选择图根据图 4.6 可选择 77935 或 77548 型号的磁芯。但是实际情况是我们手里只有型号为 KS130060A 的磁环，该磁环能够满足我们的设计要求。 6. 计算磁芯的最低电感系数 KS130060A 的标称电感系数为 60nH/N2，公差为±8％，所以其最小电感系数为 55.2nH/N2。 7. 匝数计算图 4.7磁导率-直流偏置曲线在电感系数为 55.2nH/N2 时，668μ H 所需的匝数 N 为16N?此时的磁场强度 H 为668 * 10 3 ?109T 55 .2(式 4.16)H?NI 109 * 3.04 ? ? 47.25 A / cm le 8.15(式 4.17)该磁场强度下，磁导率只有 0.69 倍的初始磁导率，所以需要调整匝数，否则电感量达 不到要求。 调整后的匝数 N 为N?8. 导线的选择109 ? 158T 0.7(式 4.18)导线必须通过 3.04A 的均方根电流，选择 2 股 24 号线并绕，估算流过上面的最大电流 密度 j 为j?9. 验算3.04 ＝7.41 A / mm 2 2 ? 0.205(式 4.19)根据图 4.7 可知，在匝数为 158 匝时，电感系数为 0.59*55.2=32.57nH/N2(H=58.93A/cm 时) ，此时的电感量为 32.57*158*158=813μ H&668μ H，所以匝数可以略微取小一点。考虑 到窗口利用系数，实际最终取 137T。在 137T 时，电感系数为 0.65*55.2=35.88nH/N2 （H=51.10A/cm=64.39Oe 时），此时的电感量为 35.88*137*137=673μ H。图 4.8标准磁化曲线图 4.8 所示在磁化强度为 64.39Oe 时，磁感应强度为 0.33T&1.05T，磁化曲线基本上工 作在线性区。 4.5.2 确定电流取样电阻 流过电感的峰值电流为ILpkmax ?8 8 Ipk max ? * 4.99 ? 7.12 A 8 ? 3Kr 8 ? 3 * 0.317(式 4.20)最大取样电阻为R sense ?1.6 ILpkmax?1.6 ? 0.225 ? 7.12(式 4.21)此处，用 6 个 0.33Ω /1W 的电阻实现 MOSFET 的电流检测功能。18第5章 基于 NCP1217A 双管正激变换器电路的设计与实现5.1 NCP1217A 功能特点具有占空比保护功能，其最大占空比为 0.5； 500mA 的驱动级输出，可用于直接驱动功率 MOSFET； 输出短路和自恢复功能。 2. 引脚功能表 5.1 引脚序号 1 2 3 4 5 6 8 NCP1217A 引脚功能 引脚名称 Adj FB CS GND Drv Vcc HV 引脚功能 设置跳跃电压 输出反馈端 电流检测端 工作电压地 驱动输出端 工作电压正极 高压输入端1. 功能特点5.2设计要求表 5.2 类别 输入电压 输出电压 输出功率 线性和负载调整率 纹波电压 效率 温升 设计要求 参数值 400VDC 24 VDC，精度≤1％ 200W ≤1％ ≤200mV 220VAC 输入时，效率：≥86% ≤55℃5.3原理图设计图 5.1NCP1217A 外围电路图19图 5.2双管正激原理图205.4参数设计5.4.1 变压器和输出电感的设计 1. 最大占空比（Dmax）和输出电感电流的纹波因数 KRF 为了避免发生谐波震荡，建议将 Dmax 设定在 0.5 以下。考虑到初级和次级的电压应力， 正确的做法是将 Dmax 设定为 0.45。 纹波因数被定义为：K RF ?式中，Io 为最大输出电流。?I 2I o(式 4.1)对于大多数实际设计来说，将 KRF 设定为 0.1～0.2 是合理的。本次设计取 KRF＝0.15。 一旦确定了纹波因数，则可由下式求得 MOSFET 的峰值电流和均方根电流：I dsrmspeak? I EDC (1 ? K RF )＝ .83 A 12(式 5.2)I ds式中：? I EDC (3 ? K RF )Dmax ＝1.07 A 3(式 5.3)I EDC ?VDCin minPDmax(式 5.4)检查一下 MOSFET 最大的峰值电流是否低于 Idspeak。 2. 确定变压器的合适磁芯和线圈匝数 实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗糙的，因为变量太多了。选择合适的磁芯的方法之 一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。 如果没有合适的参考资料， 可采用下面的公式作为一 个起点：? 11 .1Pin ? 4 4 Ap ? Aw Ae ? ? ? ? 10 ? 17215 (mm ) ? 0.141?Bf s ?(式 5.5)式中，Aw 为窗口面积，Ae 为磁芯的截面积，fs 为开关频率，△B 为正常操作状态下的 最大磁通密度增量。如果是正激变换器，则对于大多数功率铁氧体磁芯来说△B 通常为 0.2~0.3T。可以注意到：由于剩余磁通量的缘故，其最大磁通量密度摆幅要比反激式变换器 的小。这里，我们选择库里还有的磁芯 EE42，对于满足本次设计要求绰绰有余。其 Ap=64625mm4，Ae=235mm2，Aw＝275mm2，AL＝5000nH/匝数 2。 确定了磁芯之后，即可由下式得出变压器初级侧为避免磁芯饱和而应该具有的最少匝 数：Npmin?VDC Dmax ? 10 6＝58 Ae f s ?Bmin(式 5.6)首先确定初级侧绕组与受反馈控制的次级侧绕组直接的匝数比作为一个参考值。21n?Np Ns?VDC Dmax ＝7.2 Vo ? VFmin(式 5.7)式中，Np 和 Ns 分别为初级侧绕组和次级侧绕组的匝数。Vo 为输出电压，VF 为输出二 极管的正向压降。 然后确定正确的 Ns 整数值，使得最终的 Np 大于最小的 Npmin。最终取 Ns＝9，Np＝65 初级侧的磁化电感由下式得出：Lm ? AL ? N p ? 10 ?9＝21mH2(式 5.8)式中，AL 为无间隙的 AL 值（单位：nH/匝数 2）。 3. 根据均方根电流确定导线直径 当导线很长时（超过 1m），电流密度通常为 5A/mm2。当导线较短且匝数较少时，6～ 10A/mm2 的电流密度也是可以接受的。应该避免使用直径大于 1mm 的导线，以防产生严重 的涡电流损耗并使卷绕更加容易。 对于大电流输出， 最好采用由多股较细的导线组成的并联 绕组，以便最大限度的减轻集肤效应。 这里我们选择用 0.32mm 线径的铜线，在满足集肤效应的条件下，选择较粗的铜线，从 而降低变压器的损耗。初级侧选择用 2 根并绕，其电流密度为 5.82A/mm2，次级侧选择用 12 根并绕，其电流密度为 5.80A/mm2。 检查一下磁芯的绕组窗口面积是否以容纳导线。所需要的窗口面积由下式给出：Aw ? Ac / KF式中， e 为实际的导体面积， F 为填充系数。 A K 在使用骨架的场合， 填充系数通常为 0.2～ 0.3。因为本次设计所选择的磁芯型号比较大，所以窗口利用率很小的。 4. 确定输出电感 在开关电源中带磁芯的电感器用的很多。作为 DC-DC 变换器的高频整流输出滤波器， 多采用一级由电感和输出滤波电容器 C 构成的”L”型滤波器，又称为电感输入式滤波器。其 电压纹波波形与电流波形相似。 电感线圈对高频成分呈现很高的感抗， 而电容器对高频成分 呈现很小的容抗，以达到在电路抑制纹波和平滑直流的作用。 按下式计算输出电感器的电感：L?式中：Vo(Vo ? VF ) (1 ? D min )Ts ? 88 ?H 2 KRF Po D min ? D max VDC min VDC max(式 5.9)(式 5.10)L 为避免发生磁饱和而具有的最少匝数，由下式得出：NLmin ?LPo(1 ? KRF ) ＝90 VoBsatAe(式 5.11)式中，Bsat 为饱和磁通量密度。对于一般的铁氧体，则采用 Bsat＝0.2T。 5.4.2 确定次级侧的整流二极管 选取整流二极管的一般原则： (1) 选用正向压降 VDF 小的整流二极管；22(2) (3) (4) (5)选用反向恢复时间 trr 短的整流二极管； 选用正向恢复电压 VFRm 低的管子； 选用反向漏电流 IR 小的整流二极管； 根据具体使用条件合理选择整流管的类型。输出的整流二极管的最大电压和均方根电流由下式获得：VD ? VDC maxNs ＝55V NpD max ? 5.5 A 3(式 5.12)ID rms ? Io (3 ? KRF 2 )(式 5.13)这里我们选择使用击穿电压为 200V，最大电流为 20A 的双二极管。 5.4.3 确定输出电容器 电解电容器实际并非是一个纯电容，而是一个由等效电容 ESC，等效电感 ESL 和等效 电阻 ESR 组成的串联电路。在电容量一定时，ESL 越低，谐振频率 fo 越高。也就是说，电 容器的工作频率越高，滤除开关电源产生尖峰脉冲的能力越强。在谐振频率 fo 以下，电容 器呈现容抗特性；在谐振频率 fo 以上，电容器呈感抗特性。随着频率的增加，由于 ESL 的 存在，阻抗急剧上升，已不能作为滤波元件使用了。作为滤波元件，电容器的使用频率应在 fo 以下。 因此，作为高频开关电源用使用的铝电解电容器，希望它具有： (1) 极低的阻抗，即具有极低的等效串联电阻 ESR； (2) 高的串联谐振频率 fo，即具有极小的等效串联电感 ESL。 输出电容器的纹波电流由下式得出：IC rms ?KRF Io ＝0.71 A 3(式 5.14)该纹波电流值应等于或小于电容器的纹波电流规格值。C?(1 ? Dmin )Vo 8L f ?U o f s2? 46 ?H(式 5.15)按允许纹波电流计算出来的电容量根本就承受不了这么大的纹波电流， 除非是增大滤波 电容的容量，以提高允许纹波电流的数值，才能使纹波电压减小。如果不增加滤波电容器的 容量，只增大滤波电感 Lf，使实际的纹波电流减小，实际上也就是等于提高了滤波电容允 许纹波电流的裕量，达到减小纹波电压的目的是等同的。由于电解电容具有较高的 ESR， 所以有时候只采用一个输出电容器是不可能满足纹波规格要求的， 因而可以使用两个或多个 以上的电容并联。本次设计我们采用 2 个 50V/2200μ F 并联。 5.4.4 脉冲驱动电路的设计 驱动电路采用脉冲变压器时的优缺点： 通常设计的驱动电路,多为采用脉冲变压器耦合， 优点是：结构简单，适用中小变换设备上；缺点是：不适用大型设备上的大功率 M0SFET 或 IGBT 器件，而且存在波形失真，容易振荡，尤其是脉冲变压器耦合不良漏感偏大时更为 严重，抑制误触能力低。这是一种无源驱动器，而高频大功率器件 M0SFET 与 IGBT，宜采23用有源驱动器。 驱动电路(电压型)，适合于低频小电流驱动。当控制信号为高电平时，导通，输出对应 控制的开关管导通；当控制信号为低电时，导通，输出对应控制的开关管被关断。用于低频 小功率驱动，如果将双极型 NPN 与 PNP 三极管换成 N 沟道与 P 沟道大功率场管后就可形 成高频大电流驱动器。图 5.3脉冲驱动电路不采用光电耦合器作信号隔离而用磁芯变压器耦合方波信号， 简单而且不存在光电耦合 器的上升下降波沿，光电管速度不可能过快，变压器传输可获得陡直上升下降波沿，几乎没 有传输延时。使用高频大功率的 MOSFET 驱动器，无论使用何种器件(MOS 或 IGBT)，都 能获得很好的效果。电路设计如图 5.3 所示。 5.4.5 稳压反馈电路设计 反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本次设计采用“光耦 PC817＋TL431”，它可 以将输出电压变化控制在± 1%以内，反馈电压由直流输出端取样。输出电压 Uo 通过电阻分 压器 R28、R29 获得取样电压后，与 TL431 中的 2.5V 基准电压进行比较后输出误差电压，然 后通过光耦去改变控制端电流 IC， 进而使占空比发生变化， 再通过改变占空比来调节输出电 压 Uo 使其保持不变。光耦的另一作用是对输入地和输出地进行隔离。电路设计如图 5.4 所 示。图 5.4反馈设计 24第6章 基于 NCP1015 的辅助电源设计与实现6.1 NCP1015 功能特点内置耐压 700V 的 MOSFET； 内部具有 1.0mS 延迟的软启动功能； 输出短路，自恢复功能。 2. 引脚功能表 6.1 引脚序号 1 2 3 4 NCP1015B 引脚功能 引脚名称 Vcc FB DRAIN GND 引脚功能 工作电压正极 输出反馈端 高压输入端 工作电压地1. 功能特点6.2设计要求表 6.2 类别 输入电压 输出电压 设计要求 参数值 85～265VAC 14V6.3原理图设计图 6.1辅助电源原理图6.4工作原理本电路采用了浮地的设计方法， 其本质仍是一个 BUCK 电路， 其主电路由 U6， L4， C14 和 D8 组成。当有交流电输入时，通过 U6 的 DRAIN 端，给 VCC 端的电容充电，直到 U6 启动工作。这时，通过光耦 U3 和稳压二极管 D8 组成的反馈电路，反馈给 U6 的 FB 端， U6 调节占空比，使 VCC2 输出稳定在 14V。25第7章 测试报告7.1 概述本设计属于 AC-DC 全电压输入隔离稳压电源，除特殊说明外，都是在 Ta=25℃，湿度 &75%，输入标称电压和输出额定功率时测得。表 7.1 输入电压范围 85-265VAC 模块基本性能 输出电压 24V 输出额定功率 200W输入标称电压 220VAC7.1.1 输出电压精度 测试条件：输入为标称电压，输出满载。 测试仪器：输出电压：VC980+。 计算方法：电压精度 ? 测试结果如表 7.2 所示。表 7.2 编号 1 电压精度测试 输出电压精度（%） 0.4| Vo ? 24 | ? 100 % ，公式中的数值如表 7.2 所示。 24输出电压 Vo（VDC） 23.907.1.2 线性调整率 测试条件：输入电压从 85-265VAC 变化，输出满载。 测试仪器：输出电压：VC980+。 计算方法： 线性调整率 ? 测试数据如表 7.3 所示。表 7.3 输入电压（V） 80 90 100 110 120 130 140 150 160 输出电压（V） 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 测试数据 输入电压（V） 170 180 190 200 210 220 230 240 250 输出电压（V） 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9| Vlmax ? Vl min | ? 100 % 。 Vlo将上述表格的输入电压和输出电压绘成曲线如图 7.1。可以看到，在满载的情况下，调26接输入电压，输出电压基本不变。图 7.1输出电压和输入电压关系曲线测试结果如表 7.4 所示。表 7.4 编号 1 输出电压（VDC） 最小值 Vlmin 23.90 最大值 Vlmax 23.90 线性调整率测试 输入为标称电压时的 输出电压 Vlo（VDC） 23.90线性调整率（%） 07.1.3 负载调整率 测试条件：输入为标称电压，输出负载从 10%-100%变化。 测试仪器：输出电压：VC980+。 计算方法： 负载调整率 ? 测试数据如表 7.5 所示。表 7.5 输出功率（W） 20 30 40 50 60 70 80 90 100 输出电压（V） 23.92 23.92 23.92 23.92 23.91 23.91 23.91 23.91 23.91 测试数据 输出功率（W） 120 130 140 150 160 170 180 190 200 输出电压（V） 23.91 23.91 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9 23.9| Vdmax ? Vd min | ?100 % 。 Vdo27续上表输出功率（W） 110 输出电压（V） 23.91 输出功率（W） 输出电压（V）将上述表格的输入电压和输出电压绘成曲线如图 7.2。可以看到，在标称输入电压下， 调接负载从 10％到 100％，输出电压从 23.92V 降低到 23.90V，输出电压基本没有变化。图 7.2输出电压和输出功率关系曲线测试结果如表 7.6 所示。表 7.6 编号 1 输出电压（VDC） 最小值 Vdmin 23.90 最大值 Vdmax 23.92 负载调整率测试满载输出电压 Vdo（VDC） 负载调整率（%） 23.90 0.087.1.4 工作效率 测试条件：输入分别 220VAC，输出满载。 测试仪器：输出电压：VC980+； 测试数据如表 7.7 所示。表 7.7 输出功率（W） 19. 59.3 99.268 119.9 测试数据 效率（%） 0.78 0.84 0.87 0.88 0.87 0.88 0.88输入功率 Pin（W） 25.28 47.12 68.42 90.42 113.46 136.1 157.728续上表输出功率（W） 158.7 198.453 输入功率 Pin（W） 180.8 204.4 228 效率（%） 0.88 0.87 0.87将上述表格的输入功率和效率绘成曲线图 7.3。图 7.3效率和输入功率关系曲线测试条件：输入电压范围 85-265VAC，输出满载。 测试数据如表 7.8 所示。表 7.8 输入电压（V） 88 100 118 135 152 170 185 200 216 233 246 输出功率（W） 255 248 240 236 234 231 230 229 228 227 226 测试数据 输入功率 Pin（W） 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 198.453 效率（%） 0.78 0.80 0.83 0.84 0.85 0.86 0.86 0.87 0.87 0.87 0.88将上述表格的输入电压和效率绘成曲线如图 7.4，可看到输入电压为 85VAC 时，效率 为 77％；输入电压为 110VAC 时，效率为 80％；输入电压为 220VAC 时，效率为 87％。29图 7.4效率曲线图7.1.5 PF 值 测试条件：输入电压范围 85-265VAC，输出满载。 测试曲线如图 7.5 所示。图 7.5PF 值与输入电压关系曲线图测试数据如表 7.9 所示。表 7.9 输入电压(V) 88 100 118 135 152 170 测试数据 PF 值 0.997 0.998 0.998 0.997 0.997 0.99430续上表输入电压(V) 185 200 216 233 246 PF 值 0.99 0.987 0.982 0.98 0.977测试条件：输入为标称电压，输出负载从 10%-100%变化。 测试曲线如错误！未找到引用源。所示。图 7.6输出功率和 PF 值关系曲线图由错误！未找到引用源。可得，在标称输入电压下，输出满载时 PF 大于等于 98％。 测试数据如 表 7.10 所示。 表 7.10 测试数据输出功率(W) 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 PF 值 0.853 0.936 0.967 0.975 0.978 0.982 0.982 0.982 0.982 0.98317.1.6 纹波 测试方法：纹波用示波器来测试。测试模块时为了避免引入额外噪声，须用示波器探头 直接接触模块输出引脚，如图 7.7 所示。图 7.7纹波测试方法测试条件：输入电压范围 85-265VAC，输出满载。 测试仪器：安捷伦 54641A。 测试波形如图 7.8 所示。图 7.8 注：该波形是在探头衰减 10 倍的情况下测得的纹波曲线由图 7.8 可知在标称输入，满载情况下测得的纹波为 35mV，开关噪声为 190mV。 测试结果如表 7.11 所示。表 7.11 编号 1 标称输入时的纹波（mV） 34 32 最大纹波（mV） 1407.2毕设完成指数7.2.1 基本要求表 7.12 内容 输入电压 输出电压 电压精度 输出电流 输出功率 线性调整率 负载调整率 功率因素 输出电压纹波 标称输入时效率 MOS 管、电感器件温升 保护功能 指标 85~265VAC 24V ≤1% 8.3A 200W ≤1% ≤1% ≥96% ≤200mV ≥86% ≤55℃ 短路保护、自恢复功能 基本要求 测得数据 85~265VAC 23.92 0.4% 8.3A 200W 0 0.08% 98％ 35 mV 88％ ≤40℃ － 实现情况 实现 实现 实现 实现 实现 实现 实现 实现 实现 实现 实现 未实现7.2.2 发挥部分表 7.13 内容 提高转换效率 降低输出纹波 提高输出电压精度； 指标 86％ 200mV ≤1% 发挥部分 测得数据 87％ 35mV 0.4% 实现情况 实现 实现 实现33第8章 调试总结调试的过程是一个提升的过程， 特别是对于我这样的新手来说， 也是一个学习总结的过 程。对于设计的结果固然重要，因为我们要拿回去毕业答辩，但对于工作来说，更重要的是 我们在这个过程中学到什么。 8.1.1 基于 NCP1654 的 PFC 调试 关于这次毕业设计，设计的第一个方案即基于 NCP1654 的 PFC 电路，我们的设计题目 也是围绕这个芯片出题的，做出来的电路，刚开始只能带 40W 左右的负载，输出电压就开 始下降，分析电路可能是 MOSFET 检流电阻太大导致功率被限制，增大检流电阻，调试现 象依旧；然后推测可能是环路增益没有调好，分析了一下原理，依次以 VC 脚 3 个元件为基 准，改变一个元件的参数，增大或者减小，现象依旧；最后调节电感量，增大电感量时，带 负载能力更差，当减小电感量时，带负载能力有了一定的好转，当电感量减小到一定值的时 候，带负载能力开始变差，此时最多只能带 100W 的负载，100W 以上，输出电压会依然急 剧下降。调试了很久也没有别的好转，很遗憾由于时间的短暂最终以失败而告终。之后便设 计了双管正激电路，在这次的电路设计中，由于第一次设计隔离电源，出现了一些问题和错 误。 8.1.2 基于 NCP1217A 的双管正激调试 第一个问题：变压器的同名端搞反。 空载启动的时候，输出稳定在 24V，增加负载的时候（几 mA 左右）输出电压就下降到 17V，遇见这个问题的时候，刚开始相当没有头绪，根本就不知道问题出在那里。后来无意 间在论坛上看到一句话，可能是变压器的同名端弄反了，第二天果断拆开变压器，果然是自 己把同名端给弄反了，分析了一下原因，同名端弄反的话，正激电路这就变成了反激电路， 而正激电路的变压器是不开气息的，也就是开关管打开的时候，变压器存储不了能量，所以 才出现了带载降压的现象。 第二个问题：变压器饱和。 先用直流电源轻载测试后，输出稳定在 24V 没有问题，但是用交流电后，就出现了炸 机的情况；炸机后的现象是：两个 MOSFET 短路了，检流电阻烧电路了，IC 也烧掉了，这 种情况和电感饱和的现象是一样的，果断减小变压器的匝数比，从而降低了占空比，使得变 压器反向的时候有足够的时间消磁。 第三个问题：变压器啸叫。 用示波器测试了 MOSFET 的驱动波形，发现占空比变化很剧烈，这是导致变压器啸叫 原因之一， 而驱动波形占空比剧烈变化则是由于环路增益没有调节好的缘故， 果断调节并联 在 TL432 阳极和比较极端的电阻电容，还有光耦输出端并联的电容，啸叫的声音有所减小， 最终调试的结果变压器不再啸叫。 8.1.3 基于 L6562D 的 APFC 电路的调试 结束了双管正激的调试，便开始了基于 L6562D 的 APFC 电路的调试。在这次的调试中 由于已经调试过基于 NCP1654 的 PFC 电路，有了一定的经验和积累，调试还是相对比较顺 利的。348.1.4 联调 APFC 电路和双管正激电路在单独调试的时候， 都能够正常运行， 连在一块调试的时候， 就出现了一些问题。问题主要是在带大负载的时候，变压器再次啸叫，并且调压器在满载上 电的时候发出刺耳的尖叫。 解决方法： 变压器啸叫：在调试 TL431 的环路没有效果的情况下，在双管正激的输入地和输出地 之间焊接一个 Y 电容，变压器不在啸叫。可能是输出端的共模噪声造成环路的不稳定，从 而导致变压器的啸叫。 调压器发出刺耳噪音： 这个问题的解决很偶然， 在双管正激的下管的漏极和源极并联一 个小电容后，调压器在满载上电的时候不再发出噪声。可能是因为变压器的漏感，开关管开 关的时候产生的噪声传播到调压器，从而影响了调压器的正常工作。 8.1.5 心得体会 AC-DC 电源的调试难免不会遭遇炸机，在这段时间的调试中，确实真真实实惊心动魄 了几次，亲眼看到自己做的电路在自己面前爆炸。爆炸的原因有很多，有低级错误的，也有 逻辑思维错误等等，这些爆炸导致的后果，轻则把电路毁掉，重则把调试用到的仪器损坏。 对于我们自己最重要的莫过于总结原因， 从而避免在以后的工作中， 同样糟糕的事情重复发 生。比如，我们常用的万用表，如果你用来测电流的表笔没有换到测电压的插头时，当你用 来测输出电压的时候， 就相当于输出短路， 如果输出没有短路保护的话， 后果是相当严重的。 在这次调试中，我就因为这次低级的错误，炸掉了整个电路，本来调试好的电路，就这样毁 掉了，很大程度上耽搁了整个设计的进度。 所以，我们在调试电路的过程中，一定要仔细认真，避免一些低级的错误，已经犯过的 错误要总结归纳，避免相同的错误发生第二次。35致谢论文是在的悉心指导下完成的。渊博的专业知识，严谨的工作态度，精益求精的工作作 风，诲人不倦的高尚品格，朴实无华、平易近人的人格魅力对我影响深远。不仅使我树立了 远大的技术目标、 也掌握了开关电源的基本研究方法， 还使我明白了许多待人接物与为人处 世的道理。本论文从设计到完成，每一步都是在陈工的指导下完成的，在此，谨向表示崇高 的敬意和衷心的感谢！ 最后感谢公司提供这次机会， 让我在这里学习， 并以完成毕业设计的形式来提高自己的 专业水平。36参考文献[1] 户川治郎．实用电源电路设计．北京．科学出版社，2006． [2] 王志强译．精通开关电源设计．北京．人民邮电出版社．2008． [3] 陶显芳著．开关电源原理和设计．电子创新网． [4] 赵修科．开关电源中磁性元器件．南京．南京航空航天大学自动化学院．37附录A 原理图A.1 APFC 设计部分图 A.1 APFC 设计部分原理图38A.2 双管正激部分图 A.2双管正激部分原理图39A.3 交流输入部分图 A.3交流输入部分原理图A.4 NCP1217A 设计部分图 A.4NCP1217A 部分原理图A.5 辅助电源设计部分图 A.5辅助电源部分原理图40附录B 器件清单B.1 交流输入部分参数表 B.1 元件代号 FUSE RX CX1 CX2 RX1 RX2 RX3 RX4 T2 DB 交流输入部分参数 元件值 5A/250V 471KD07 0.22μ F 1MΩ 12mH 600V/15A 元件名 保险丝 压敏电阻 X2 安规电容 电阻 共模电感 整流桥B.2 辅助电源设计部分参数表 B.2 元件代号 D3 D4 D8 D9 U3 U6 C13 C14 C15 C16 L4 R16 － 辅助电源设计部分参数 元件值 1N4007 HER107 13V PC817 NCPμ F/400V 330μ F/50V 47μ F/35V 102 1mH 3kΩ － 元件名 二极管 二极管 稳压二极管 光耦 IC 电解电容 电解电容 电解电容 贴片电容 电感 电阻 －B.3 NCP1217A 设计部分参数表 B.3 元件代号 U4 R33 RHV RP C18 C29 DP2 － NCP1217A 设计部分参数 元件值 NCP1217A 10kΩ 100kΩ 10Ω 104 22μ F/50V 1N4148 － 元件名 IC 电阻 电阻 电阻 贴片电容 电解电容 二极管 －41B.4 APFC 设计部分参数表 B.4 元件代号 R9 R9b RM R13b RM1 RMB R12 R5 R4 RZ1 RZ2 RZ3 R6a R6b R6c R6d R6e R6f R1a R1b R2a R2b R3a R3b C3 C5 C6 C8 C9 CZ1 CZ2 C4a D1b D1c D7a D7b L1 D2 D3 D6 Q1 Q2 APFC 设计部分参数 元件值 1.2MΩ 20kΩ 6.8kΩ 10Ω 4.7kΩ 12kΩ 1.5kΩ 1.5kΩ 0.33Ω /1W 1MΩ 8.2kΩ 2.7kΩ 1μ F 1μ F 103 22μ F/50V 104 270pF 470pF 220μ F/450V HER307 650μ H 1NN60C3 8550 元件名 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 电阻 CBB 电容 贴片电容 贴片电容 电解电容 贴片电容 贴片电容 贴片电容 电解电容 二极管 电感 二极管 稳压二极管 MOSFET 三极管B.5 双管正激设计部分参数表 B.5 元件代号 T1 T R17 R18 C19 C20 D22 D23 D20 D21 Q4 Q5 D9 D11 D10 D12 双管正激设计部分参数 元件值 EFD15 EE42 10Ω 104 RB160 1NV 1N4148 42 元件名 磁芯 磁芯 电阻 电容 二极管 二极管 三极管 稳压二极管 二极管续上表元件代号 R20 R31 Q2 Q3 R19 R32a R32b R32c R32d D13a D13b D14a D14b D15 D18 元件值 10kΩ NDF10N60 2.2kΩ 0.33Ω HER307 MBR20N200 102 100μ H 2200Μ f/50V 470pF 1kΩ 220μ F/450V 10kΩ 2.32kΩ 102 103 108 PC817 TL432 元件名 电阻 MOSFET 电阻 电阻 二极管 双二极管 Y 电容 电感 电解电容 贴片电容 电阻 电解电容 电阻 电阻 电容 电容 电容 光耦 ICCY4 L3 C26A C26B RD R25 Rb R28 R29 C25 C27 C28 U2 U543附录C APFC 电路 PCB图 C.1顶层图 C.2底层44附录D 双管正激电路 PCB图 D.1顶层图 D.2底层45
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