大家请来看这种方案的双路双管正激的电路!!多提建议!!!
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大家请来看这种方案的双路双管正激的电路!!多提建议!!!
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大家请来看这种方案的双路双管的电路!!多提建议!!!做大功率电源,一般比较喜欢用双管正激或式,我有一种方案,用双路双管正激电路,但是两路共用一个(电路有点象全桥电路),这样可不用去磁回路.可靠性也比较好!烦大家帮我分析一下有什么弊端.谢谢!
回复这个方案和全桥相比消除了桥臂直通的可能,但和全桥一样容易偏磁,全桥可以用隔直电容来防偏磁,这个方案要防偏磁,我看只能用峰值电流型控制
不会此电路的原端变压器绕组一正一反,并且外加嵌位二极管.我在实际中没有出现你说的这样,工作还非常稳定,如不信,你可以做一下啊!
有利有弊同样的磁芯你的功率要比全桥小,两组主绕阻.好处是不存在共态导通,我认为优势不大.你认为呢?
回复做几个好并不能说明它不会偏磁,一般来说推挽最容易偏磁,全桥次之,半桥也有偏磁的可能,而这个方案的电、磁情况和推挽一样,正激基本上没有偏磁的可能,因为其复位伏秒积始终大于激磁伏秒积(最大占空比0.45).
我的看法偏磁的问题串隔直电容是方法之一,好的方法是在变压器中解决,你看看国外的产品和做得好的产品都是如此.
annd兄,能否说说这些变压器的设计要点rt
其实谢学仲说的没错.这种电路偏磁是一定存在的,用电流型控制可很好的解决这个问题,如3846,山东奥太公司有生产做通信电源,这种架构的可靠性比全桥高,代价是多用4个二极管,当然也值得,毕竟可靠性才是最重要的.
个人观点没错,总是存在偏磁的,绝对的不偏磁做不到,小幅度的偏磁只要能够在一两个周期内能调整过来不影响你的应用就行,正激和反激都有用大脉宽追不加软起动,所谓的偏磁也就怕它发生在过渡过程中幅度过大,造成破坏.特别是输出电压较高的电源,突然短路输出,突然松开,你抓抓它的波形,一抓便知.假如说这个矛盾没处理好 ,小电流的变化就看的到偏磁,还有一种是稳态偏磁(要区分开来,如果你的反馈有问题,这种情况另当别论),一大一小规律性强,遇到这个问题自己思考解决,比别人告诉你的有价值一些.我觉得这个电路用中心抽头电路是一样的.何必搞那么烦琐.cmg兄你是个电源高手,兄弟的一点看法见笑了.
互相探讨.那有见笑只说,每个人的认识是有限的,所以才需要互相探讨.你说的有道理,这也是有些电路在理论上有偏磁,在实际中绝大部分还可以用的原因.我也说了,微小的偏磁其实电路可以自矫正的(例如通过管压降,上升下降时间等),但如果碰上管子严重不对称等情况,就无能为力了,说道底是个可靠性的问题,而不是能不能用的问题.
当然可以通过控制电路来改进,方法很多.但如果用电流型控制方法就不存在这个问题,我们为什么不用呢?
大脉宽比小脉好从电路的角度看,以前的观点有错.考虑到管子(MOSFET)寄生电容不一致,温度升上去以后,漏电流的大小也不一致,管子的耐压仍要考虑到二倍电源电压.
琳子说,坏掉一只管子也能工作,这话站得住脚,没有编故事,不管上管、下管坏掉,由于有漏感存在.理想变压器串在漏后面,理想变压器付边并有负载和另一绕阻的漏感,管子电流不可能突变,只是DI/DT变得很陡,如果电流环及时跟上不会烧管子,电源的输出能力会大幅下降.
一个绕阻在左边,上管定义为T1,下管定义为T2,另一个绕阻在右边,上管定义为T3,下管定义为T4,下面不妨分析一下(自己画一下图):
若T1、T2导通(导通时间不能严格一致也没关系)左边绕阻上正下负,右边的绕阻则下正上负,右边绕阻是感应绕阻没有电流建立的条件,两个二极管串在回路中(匝数一样).当T1、T2关断(不严格同时关断也没关系,上下都有续流通路)这里只说同时关断的情况,两只二极管暂时没电流流过,T1、T2的寄生电容要充电,直到充至电源电压,这时续流二极管才有导通续流的可能性,续流的情况取决三个因素:
1、绕阻励磁电流的大小.
2、绕阻漏感的大小和寄生电容的大小.
3、右边绕阻的续流的情况.这个问题要重点分析,右边外加的续流二极管始终不参加工作.MOSFTE寄生电容上的电荷要被挤出去,挤成负压(-0.7V),寄生在管子内部的二极管要钳位这一电压,这时续流可能在这里建立第二条支路,它和左边的绕阻构成的续流回路对抢电流,谁占优势要看各自回路内阻的大小,参加续流、恢复二极管压降大小,这个问题天知道.总之有两条续流通道.
这里,我想就3多说几句,不管右边续流支路参加与否,管中的寄生电荷都要被挤掉,续流停止(按指数衰减)那一刻,绕阻和上下寄生电容必然有一个正弦衰减振荡产生,这和反激不连续方式平台消失后的情况有类似之处.如果不考虑内阻和管子压降,绕阻导通激励时间应等于续流所需时间.假如续流还没有消失,右边的T3、T4导通了,这时T3、T4是零压开通的(振荡还没有开始)关断的情况也如此.你仔细分析一下是不是这回事,占空比0.5是零压成立的临界点.这里只是分析零压条件的可能性是存在的.起码可以说这个电路大脉宽工作比小脉宽工作要好.
你这个电路有两个主绕阻,它们的空间分布不太好处理,我没做过,不能凭空乱说.
稳态偏磁何为稳态偏磁及动态偏磁?能讲具体点吗?先谢!
这种方法通信电源中也有常用有书介绍过这种方法,不过没有讲述具体优缺点.
糊涂了你把我搞糊涂了,这不就是中心抽头的变换器吗?一边一个管子,你去等效一下看看.还说什么呢?
怎么会呢!不是还有开关管吗?这种最保险,如果说不用环型磁芯,用E或P磁芯,那么如果坏一组,还可以工作呢,只是功率小些了吧!这一种我已在生产中应用,故障率极低.
回复annd说得对,这个电路完全可以等效中心抽头的推挽电路,只不过每路用二个管子使开关管的耐压可比推挽电路低一半.(如果说不用环型磁芯,用E或P磁芯,那么如果坏一组,还可以工作呢,只是功率小些了吧!)这句话绝对的错误!因为其次级为双端式整流,在续流期间变压器磁通不能复位,那么如果一组开路的话,在电源开始工作望第二三个周期变压器磁芯就会饱和,就会炸机,不信试试.
如果是下面GOOD画的那个图是不会偏磁的,更不会炸机了.这种电路效率满高的.
我觉得你的这个电路设想很好!如果多做做电路分析和试验,我相信定会有它独特优点!
谢谢支持!感谢支持!
方案个人认为好,对于同样的功率,提高变压器的频率,同时又无偏磁,开关管的损耗不大.
谢谢!谢谢支持!
会有偏磁的问题.偏磁并不一定就炸掉,微小的偏磁一般电源可通过器件的参数自己来调整,但某些情况下,如负载突变等可能会引起严重偏磁而炸机,这是一个可靠性的问题.用电流型控制OK.
我做过,效果不错!但主变压器制造工艺要求高,感觉比全桥好!!!
那你该付费哟我开玩笑的,只要好就行.变压器工艺是麻烦些.
我是10年前做等离子切割机发现的,你不要太高兴.嘻嘻!!
利弊分析这样的电路和全桥电路工作很接近,其实大家都说了,优点防止全桥电路的上下直通,缺点很多,1:初级多一路是完全多余的增加变压器体积.2:关于偏磁问题完全存在,并且更容易发生片磁现象,因为全桥电路正反驱动都是同一个初级线圈,就是说初级电感是一样的,而你是二组初级电感,二者之间的初级电感量肯定有差别.
3:发生偏磁是在重载下发生的,原理其实很简单,需要的话我可以另外说明.你现在说的测试结果没有偏磁现象是否在轻载下的事情,加重载试试看.4:这样的电路很难象全桥电路一样用电容来消除偏磁,
5:用什么限流和钳位等方法来限制偏磁等于你已经让变压器工作在偏置状态,这就要求变压器有更大的容量,反过来说你本来可以让变压器做得更小.
另外,现在的控制电路很好,共态导通已不是很大的弊端
所以这样做的结果是为避免一个不太严重的弊端,而增加了很多严重的弊端,结论:不可取
老兄差揖.1.现在开关电源的工作频率都很高,所以匝数很少,窗口面积已经不是制约因素,变压器设计现在已基本不考虑窗口面积.
2.用电流型控制根本就不存在偏磁的问题.所以你的2,3,4点根本就不用担心.
3.完全不用管共态导通使电源可靠性大大提高.坏一组都可以工作可算是电源设计的冗于.
4.如果能实现软开关完全可以比美全桥.
多谢指教CMG兄正是高手,认可你的观点,不过问一下,全桥电流型驱动技术成熟吗?如果成熟的话,一般的全桥电路也可不用考虑偏磁了,其实我对电源行业了解不多,但我自认为是电子天才,什么样的电路一看就懂,一想就通,就是见识太少,让你见笑了.
哼哼你果然是天才
谢谢谢谢你的夸奖,希望不是寒碜我,你是真正的高手,希望有更多的机会向你学习.
我不是寒碜你你能做到什么电路都一看就懂,绝对是天才,还有我不是高手
估计你不超过25岁,懂的太少,话说挺大.电路一眼看懂的人我没见过,你也不是.
我今年30多我是普通大学机械系毕业,就凭一眼能看懂电路的能力(当然指非常快,没有真正的一眼)在华电混了5年,现在在微电子行业混,年薪20万,就凭这点道行,哈工大聘我为研究生导师,不懂哪个说大话的可以混到这样(就打工而言).我承认我的知识还欠缺,我的见识也不多,,我是搞技术的我最珍重科学精神,我不懂的我就不懂我会向人请教,我不谦虚,我理解力好,我就是好的,我活到现在还难得有电子技术思路比我好的,在华电时经常碰到一些电路一般工程师一辈子分析不出的电路,我可以在四五分钟内透测理解.除开高频电路,我可以说看到什么样的电路我就可以吸收理解,我不会说大话,但也绝不谦虚,对电子行业我是业余进入,但我就是天才,我就是我.
同命相连啊,我本来也是个天才!哈哈,当年老是琢磨自行车怎么变速.想来想去只有改变驱动半径.结果你猜怎么着,我看到变速自行车上市的时候,比我的想法整整晚了5年啊!现在就想让他自己发电,下坡时储能,上坡时再给他装一开关电源来驱动,这样的自行车现在还没有吧!哈哈哈哈,老兄我们合作搞一个,就用你开发的控制IC,,成功后论坛的兄弟一人一辆!
简单的用飞轮技术,也可用双向电源,下坡时回能,那是自动才行,用开关多麻烦.!!
老大 现在这个产品已经满大街的跑了&&就凭您当年的那份眼力&&现在也是个老板了吧?
我今年30多(续)就本论题我的第一次答复,也不是没有质量的内容,现在我是不在电源这块混,CMG兄否定我的回复我认可,前提是因为他提出了一种新的控制方式.我相信全桥的电流型控制技术还在研究阶段,我想搂主的电路还没有考虑到怎么多的技术问题,就是他提出的这个观点在以前的技术下我的回复是没有问题的.尽管我对这问题的回答完全出于我对理论的理解,不是因为实践碰到问题才提出这样的观点,但电子的运行都是受正确的理论控制的.我的电子方面的天才就在于我能理解电子运行的规律.我决得我对本论题的回复很有水平,CMG兄的否定是一种发展基础上的否定,这种发展的理论是否到了实用我还不知道,大家能看这个论题能这么清楚,那么我想对大家肯定有帮助.
一个字:“爽”上午出去了一下,回来就看到这个帖子,不管你是不是天才,就你讲话的勇气和率直,我喜欢.
&&电流型控制是个老技术,并不新.全桥当然也可以用,而现在全桥兴起相移谐振,目前常用的就是那么几款IC,都是电压型的.
好思路我现在在微电子企业,也生产电源控制芯片,电流型控制全桥电路可能是个好思路,我得研究研究,或许我们可以出一片这样的芯片
搞笑:这样片子不计其数46......:大概你不会用.
不要搞笑他了.你没看见他叫“老顽童”吗?
我今年也是30多!!您的自述确实精彩!!
我们搞技术的应该要有务实精神!!
幸好您的网名取得不错!!(有自知之明)
我只知道通常一个人说自己很懂或不说大话的人一般是........?
再者象您这种高手不应该就只拿这么一点点, 应重点保护!!
(个人意见仅供参考)
如您以上所述不假,希望能成为您的朋友!!
补充!!我以前是搞高频电路的,电源设计是我兼学的!!!
嗯说实话,一个天才,只有区区的20万年薪,实在有点可惜.不知道算不算我们做技术的悲哀.呜~~呜~~呜,不过说实话,只有能创造知识,才能算真正的天才.
你想打假?????
我只是想说一句话!!(除开高频电路,我可以说看到什么样的电路我就可以吸收理解)&&连高频电路都没有去仔细研究过!说出以上的话确实有点难以令人信服!!
建议:看来你们还得好好看看模电书中的BTL电路!!!
在我研究电源中,这个电路做谐振最简单可靠,实测效率95.5%,这是我觉得好的原因!老玩兄分析80%有问题(不敢说错了),你有兴趣可做实验,想象中不可做结论!
请教几个问题?输出是被流整流吗?
双管正激实现软开关有什么特殊的控制IC,还是自己搭的控制电路?
请教怎么实现双-双管正激的谐振?3525实现控制没有问题,稍微加点东西在全桥中实现谐振也没问题,可我就是想不通在双-双管正激中如何实现谐振,特此请教?
re主要分析都是从发生偏磁引起的,我确实还没有认正考虑过是否会发生偏磁,电路是否会自动补偿,只是从全桥电路会发生偏磁转移过来的思路,值得验证.
哼哼这种电路电压型控制肯定会有偏磁现象,不过完全可以采用峰值电流型控制,峰值电流型控制又不是什么新东东,完全可以应用.哼哼
只要不超出最大工作B值,偏点又何妨?我就用过这个电路,而且是自激的,输出没有任何反馈控制,也没怎样嘛
照你这么说一个电路能用就行,其他管他那么多.
请教偏磁的具体原因?我做了N块他怎么就没有一块炸掉?而且我还用80度的恒温烘箱老化24小时.
至于偏磁如果在完全理想的情况下,如果两个绕组完全耦合,而且一个周期加在两个绕组的伏秒积完全等同.当然不会有偏磁现象了.但是实际上两个绕组不可能完全耦合,而且两个驱动信号也因为各种原因会有细微差别,如果一个驱动始终大另外一个驱动一点点,那么N个周期以后,偏磁积累导致饱和了.当然有的时候两个驱动信号之间的差别是随机的,这样虽然有偏磁,但是不会大量积累,只会在最大B值内摆动了.
我也没说偏磁一定会炸机,但总是个隐患.如果你觉得不可能产生偏磁,请讲述理论啦.我是初学者,几乎没什么实践经验,不过总希望每个现象有个理论解释^_^
你找到一点感觉!!
20W先生,近来有何高见.
想凑凑热闹根据各位的讨论,我画了个图,不知是不是这样?
500) {this.resized= this.width=500; this.alt='这是一张缩略图，点击可放大。\n按住CTRL，滚动鼠标滚轮可自由缩放';this.style.cursor='hand'}"
onclick="if(!this.resized) {} else {window.open('/bbs/u/0/.jpg');}" onmousewheel="return imgzoom(this);">
请教大家若用两个变压器应该会更可靠,俩变压器会功率不平衡吗
若用两个变压器那就是交错并联,现在研究这个也比较多.只不过变压器利用不够.
不对不对啦这是推挽,不过说实话双路双管正激也就多加两个管子
推挽与双管双路一模一样,推挽用在低压!!!
老兄做得怎么样?老兄做得怎么样?我的观点有误,抱歉!很多人在担心你的偏磁,我想没那么严重,现在还有不少人使用494、3525来做全桥且不串电容,使用电流型IC是好些,但贵些,担心伏秒值不平衡累计偏磁(甚至考虑到二极管压差不一样也会偏磁)我是持不同观点.参考参考别人的电源,看能得出什么结论.这个电源可能在绕组的漏感上有点小文章.
去偏磁磁芯开点气禊,即防偏磁又可减少铁损多好!反正在50KHZ以上工作时对PC30材料取的磁感应强度离饱和点远这呢,不用多考虑.
你说的是原边并联的吧?这种电路有环流产生!
如果是原边串联还是比较有优势的,用在三相PFC后级,也可以实现软开关!
既然已经用了两个管子干吗不作桥式变换却要搞什么双管正激?真是莫名其妙.
既然已经用了两个管子干吗不作桥式变换却要搞什么双管正激?真是莫名其妙.
电流反馈式推挽电路会不会有偏磁?
我的这个电路在12V500mA时发热严重.
变压器是EE19,16T:16T:5T:1200T初级电感为40uH,次级为200mH.
为什么不把图发上来,让我们这些不懂的人长点见识.哈哈!!
因为是典型号电路,所以没有发图,电感是100uH,电容是104,频率约45K,三极管是C2655,现在就是变压器好热,放在密封盒子里时有时会烧,
不好意思,呵呵!!我要的是楼主发图!
兄弟,空了再发出来.因为我以前的图找不到了哟.
额，这贴是03年就有了06年停了，不知道楼上的那些高人们还在不？真精彩！！
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大功率AC/DC开关电源之工程设计（二）：无源钳位移相全桥电路
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在通信行业、电力行业、工业、军工、航空航天等领域，都广泛应用大功率AC/DC高频。单机功率从几百瓦至几百千瓦，智能化、n+1冗余模式、高效高功率密度、全数字化等是其显著之特点。
在论坛上看到一些大功率AC/DC电源的工程设计求助帖，如拓扑怎样选择？高频如何设计？环路的调试...... &鉴于此，试着从Saber仿真到工程设计实例来阐述相关拓扑的原理和特点，内容包括如下：
开关电源工程设计步骤之我见
/topic/1054843
大功率AC/DC开关电源之工程设计（一）：有源钳位电路
/topic/1055267
大功率AC/DC开关电源之工程设计（二）：无源钳位移相全桥电路
大功率AC/DC开关电源之工程设计（三）：倍流整流移相全桥电路
大功率AC/DC开关电源之工程设计（四）：VF/-SRC全桥电路
大功率AC/DC开关电源之工程设计（五）：CF/LLC-SRC全桥电路
由于个人水平和能力的限制，错误和不妥之处，敬请修改、补充完善；同时，请大家共同参与探讨和交流，达到共同进步之目的。
2.&大功率AC/DC开关电源之工程设计（二）：无源钳位移相全桥电路
& & & 有源钳位全桥电路抑制了副边整流管反向恢复所致的尖峰和振荡（换言之，即实现了副边整流管的“软开关”），但桥臂功率器件仍在硬开关环境下工作（即未实现ZVS、ZCS等软开关），随着市场对电源的效率、功率密度等指标不断地提高，在工程设计中，开关频率fs也不断地提升，由于功率器件的开关损耗与开关频率成正比，这使得在大功率应用中硬开关全桥电路越来越难于胜任了（即“捉襟见肘”了）。为了解决高频下桥臂功率器件的开关损耗，出现了多种ZVS、ZCS等软开关拓扑，移相全桥电路即是其中之一。在工程中，应用较多较成熟的有如下几种：（1）无源钳位移相全桥电路一；（2）无源钳位移相全桥电路二；（3）有源钳位移相全桥电路；（4）还有一种-—即有限双极控制ZVZCS电路，不知算不算移相全桥的范畴，还请大家定论。（详细原理请参阅阮新波老师的《三电平直流及其软开关技术》、《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》第二版等书籍和其他相关文档）
& & 鉴于移相全桥电路博大精深，也由于个人水平和能力的限制，特邀请我的朋友---张工（网名zcyzvs）一起来同大家探讨。
以下是DC/DC部分的原理简图：
&无源钳位移相全桥电路简图（一）：
（1）无源钳位移相全桥电路（一）
&&&&&特点简述：由于原副边同时增加了钳位电路，副边整流管上的尖峰和振荡得到大幅地抑制，EMI改善、效率提升等等。在工程应用中，由于变压器漏感、电路分布参数等的存在，其抑制效果与有源钳位、谐振“双软”电路等相比，还是有明显的差距，同时滞后桥臂ZVS范围也较窄。
下面是无源钳位移相全桥电路（一）&原理简图的PDF文档：
学习来了，先顶一下贴！
无源钳位移相全桥电路简图（二）
（2）无源钳位移相全桥电路二
特点简述：其中L1为耦合电感。由于原副边同时增加了钳位电路，副边整流管上的尖峰和振荡得到大幅地抑制，EMI改善、效率提升等等。在工程应用中，由于变压器漏感、电路分布参数等的存在，其抑制效果与有源钳位、谐振“双软”电路相比，还是有明显的差距，同时滞后桥臂ZVS范围也较窄。
下面是&无源钳位移相全桥电路（二）&原理简图的PDF文档：
有源钳位移相全桥电路简图：
（3）有源钳位移相全桥电路
&&&&&特点简述：由于副边增加了有源钳位电路，抑制了副边整流管上的尖峰和振荡，同时实现了原边滞后桥臂的ZCS软开关，EMI改善、效率大幅提升等等。在工程应用中，与谐振“双软”电路相比，增加了电路的复杂性。
下面是&有源钳位移相全桥电路&原理简图的PDF文档：
有限双极控制ZVZCS电路简图：
（4）有限双极控制ZVZCS电路
&&&&&&&特点简述：其中T1、T2构成互补桥臂，T3、T4构成调宽桥臂；互补桥臂实现ZCS，调宽桥臂实现ZVS。这种架构更适合于IGBT作为桥臂功率器件，在焊接电源等领域得到广泛应用。但工程应用中，副边整流管上的尖峰和振荡没有得到较好的抑制。
下面是&有限双极控制ZVZCS电路&&原理简图的PDF文档：
请问老师；电感和电容在80KHZ时，应取多少？参数严格吗？谢谢！
老师不敢当！这里有一位高手的工程设计文档，可以先看看。
还请fly兄多指教！
能否详细讲讲电路的工作原理，开关时序？
详细原理请fly兄 参阅阮新波老师的《三电平直流变换器及其软开关技术》、《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》第二版等书籍和其他相关文档，他们是专家、教授，说得更严谨和准确。
以3KW电力电源为例，基本参数如下：
1.&主动PFC部分
&&&&Ui=285Vac—475Vac
&&&&Ud=750Vdc
&&&&&fd=65KHz
&&&&&η1=97.5%
2.&DC/DC变换器部分
&&&&Vo=198Vdc—286Vdc
&&&&&Io=0-11A
&&&&&fo=65KHz
&&&&&η2=94.5%
整机效率&η=&η1*&η2=92.1%
下图是DC/DC部分Saber仿真的原理简图：
上图中是较完整的PS-FBC仿真电路，某些参数需要有兴趣的朋友自己加上，若有疑问，可以共同讨论。
下面是DC/DC部分Saber仿真电路&的PDF文档：
下图是Ua、Ub、Uc和Ud仿真图一（0-50mS）：
下图是Ua、Ub、Uc和Ud仿真图二（28.5mS-28.55mS）：
下面是Ua、Ub、Uc和Ud仿真图一&和图二的PDF文档：
下图是Ua和Ub、Uc和Ud之间死区时间Td仿真图（28.5mS-28.55mS）：
从上图可知，Ua和Ub、Uc和Ud之间死区时间Td&约为350nS，符合工程应用的要求。
注意：PS-FBC中死区时间Td的选择，还与桥臂功率MOS实现ZVS有一定的关系，需要考虑。
下面是Ua和Ub、Uc和Ud之间死区时间Td仿真图的PDF文档：
下图是输出电压Vo仿真图（0-50mS）：
下面是输出电压Vo仿真图的PDF文档：
下图是输出电压Vo、原边电流Ip和Ua-Ub、Ua1-Ub1仿真图一（0-50mS）：
下图是输出电压Vo、原边电流Ip和Ua-Ub、Ua1-Ub1仿真图二（28.5mS-28.55mS）：
& & & &从展开图中可以得知，原边桥臂电压Ua-Ub的波形中有一个凸起（红色圈内部分）。我相信，多数第一次做移相全桥的朋友都可能遇到过这样的问题，且为解决它而颇费周折。对于此问题的成因，还专门请教过阮新波老师，是LC谐振回路的谐振周期太短、死区时间选择太大等因素所致。为此应做相应地增加LC谐振回路的周期、减小死区时间等处理方法。
& & & &增加LC谐振回路的谐振周期可以加大谐振电感Lr、加大谐振电容Cr及同时加大谐振电感Lr和谐振电容Cr等选择；这里有一个折中考虑的问题，不能过度，是PS-FBC存在占空比丢失、滞后桥臂实现ZVS的范围较窄等不足之由。
& & & &就增加LC谐振回路的谐振周期作如下分析：
& & & & 1. &加大谐振电感Lr，可以增加LC谐振回路的谐振周期、使滞后桥臂实现ZVS的范围变宽，但同时占空比丢失也增加，需要折中考虑；
& & & & 2. &加大谐振电容Cr，可以增加LC谐振回路的谐振周期，但使滞后桥臂实现ZVS的范围变得更窄，增加滞后桥臂容性开通损耗，需要折中考虑。
& & & & 3. &基于此，个人的思路是首先确定占空比丢失的取值，这样就可以确定谐振电感Lr的最大取值，最后再确定谐振电容Cr的取值。
& & & &还有超前桥臂的关断损耗，会在后面帖中说到。
其中，Ua-Ub为桥臂两端的电压波形，Ua1-Ub1为高频变压器副边两端的电压波形。
下面是输出电压Vo、原边电流Ip和Ua-Ub、Ua1-Ub1仿真图一和图二的PDF文档：
请大家共同参与讨论。
&&王工大作，小弟上班有点小忙，大家有什么疑问可以留言的，我今天给大家上传几个无源钳位的波形看看吧。
第一张，无源钳位的输出二极管波形和原边的电流波形，大家仔细看看，可以发现输出二极管几乎没有震荡的。
无源钳位较有源钳位来说，设计的好的话，效率可以达到相当，但可靠性我觉得比有源的要高很多的。
张工的无源钳位做得很完美，副边整流管上的尖峰和振荡几乎没有，原边电流波形也非常干净；你得把这些工程经验与大家分享一二！
向二位老师学习·致敬！可否留个通讯方式，以便请教。我的QQ邮箱；期待····
老师不敢当！共学习，同进步！
张工，发的这个波形，当真漂亮，几乎接近完美。
关于次级整流管上几乎没有震荡的原因，我在样机上做过这样的实验：
当我把在初级钳位的两个二极管拆掉之后，次级的二极管就有震荡了。这也可以说明，初级钳位二极管的明显作用。
下面是我拆掉 钳位二极管的电流波形，黄色为次级二极管，蓝色为初级电流波形。
波形真好，自己的老是有震荡，得好好改进一下
下图是输出电压Vo、原边电流Ip和Vo1、Ua1-Ub1仿真图（28.5mS-28.55mS）：
其中，Vo1为副边整流后的两端电压波形，Ua1-Ub1为高频变压器副边两端的电压波形。
下图是Vo1和原边电流Ip仿真图（28.5mS-28.55mS）：
下面是输出电压Vo、原边电流Ip和Vo1、Ua1-Ub1仿真图及Vo1和原边电流Ip仿真图&的PDF文档：
下图是原边电流Ip仿真图（28.5mS-28.55mS）：
下图是+VD-ua和outc*50、ua-agnd和outd*50仿真图（28.5mS-28.55mS）：
其中+VD-ua和outc*50、ua-agnd和outd*50&分别是超前桥臂上管、下管的Uds和Ugs波形。
下图是+VD-ub和outa*50、ub-agnd和outb*50仿真图（28.5mS-28.55mS）：
其中+VD-ub和outa*50、ub-agnd和outb*50&分别是滞后桥臂上管、下管的Uds和Ugs波形。
下面是原边电流Ip及+VD-ua和outc*50、ua-agnd和outd*50&及+VD-ub和outa*50、ub-agnd和outb*50&仿真图&的PDF文档：
受益匪浅！顶贴！
仿真波形就已基本贴完了，下面将是实测的部分波形。开发电源是见仁见智之事，我与张工期待大家参与讨论。
几个月前我发邮件给楼主询问 ZVS全桥的死区时间设定的问题，楼主回复的非常仔细和用心。诚心感谢前辈的指教。
这是楼主发给我的 “良言锦句”，诚挚的感谢。~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~
从工程的角度来说，PS-FBC设计的关键是以最小的占空比丢失Dloss实现满足一定范围的桥臂软开关，其余与FBC雷同。
& & & &1. 占空比丢失Dloss应该保持在一定的范围，即一般小于0.2Ts（Ts为开关周期）；
& & & &2. 在满足一定范围桥臂软开关情况下，尽量减少谐振电感Lr（包含Tr的漏感）；
& & & &3. 在保证实现桥臂软开关情况下，尽量增加死区时间Td，这样有利于避免大动态负载时桥臂直通的几率，提高整机的稳定性和可靠性；
& & & &4. 不同的功率MOS、驱动电路等对死区时间Td的要求不尽相同；
& & & &5. 最好再结合Saber或仿真工具进一步验证自己理论的正确性。
& & & &6. Dloss和Td密切相关，选择合适的Dloss较重要，显然是在满足一定范围桥臂软开关的情况下（否则软开关就无意义啦！）。
然后我结合楼主的意思，对死区时间和谐振电感的选择多了一份理解，如下：
& 从谐振电感的选择来看，在输入电压确定后，可以得到MOSFET的COSS电容和变压器电容的合计，标示为Cr。滞后桥实现ZVS的关键就是谐振电感能量要大于WCr能量。谐振电感的选择首先应该从死区时间TD和谐振电感LR和CR的的谐振周期的1/4来推算LR的值。
& 从电感公式来看，要使得谐振电感能量大于CR电容能量，最简单的办法就是加大谐振电感LR，然后就可以在更大的负载情况下实现ZVS。能不要轻载实现ZVS就不要在轻载实现，ZVS的区域越小，谐振电感的取值可以选的越小一些。
& &为什么要选择一个小一些的谐振电感，因为在初级电流换向时，阻碍电流快速变化的元件就是LR。在输入电压VIN/LR的斜率下，初级电流上升（下降）的速度，都收到谐振电感的控制。
& 假设次级滤波电感的电感量足够大，纹波电流较小，下面以纹波电流比20%来计算。在TON时间，次级电感电流上升到120%*Io，TOFF阶段，电感电流下降到80%*IO，然后根据匝比反映到初级。那么在电流换向时，初级电流的（峰值）谷值就是次级电流的折算值，该电流首先要在反向的电压激励下下降过零点，然后在反向电压作用下继续下降到80%*IO/N（次级折算到初级的电流谷值），此后次级才会有电压（占空比）加在电感上。因此谐振电感的变化率为2倍的次级电流（峰-谷)值，那么就可以推出电流变化所需要的时间，就可以得到占空比丢失量。
& 选择了 LR和CR后就确定了谐振频率，以及1/4谐振频率的时间，这个时间就是TD死区时间。
然后就要计算在做选择的死区时间和谐振电感，计算在多少负载电流时能实现ZVS。
&列出350ns的死区的参数：
66.8%进入ZVS
TD = 350nS
Dloss = 6.5%
& 那下面思考加长死区时间，给占空比丢失带来的后果。对所以参数重新计算，设死区时间为500ns，得到参数如下：
Td = 500nS
Lr = 220uH
Dloss = 13%
Td = 500nS
48.6%进入ZVS区域。
& 因此可以得出结论：在开始一个设计时需要根据MOSFET的COSS值和驱动电路的开关速度，选择一个合适的TD。TD越大，所需的谐振电感越大， 导致的占空比丢失也越大。当然能实现ZVS的区域也更多。
& 那么从选择一个占空比丢失的参数开始设计，也可以反推出所有的参数。需要理顺的关系的是：TD越小，LR越小，DLOSS越少，能实现ZVS的区域越小。反之亦然。
我只是抛砖而已，兄弟研究得很深啊！
站位学习中···························
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