&&&&& 4，输入和输出的限制
&&&&& 5，通过使用合适的，可以达到很低的功耗。
&&&&& 6，PWM信号。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置
&&&&&&&下面对NMOS驱动电路原理做一个简单分析：
&&&&& Vl和Vh分别是低端和高端的，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。
&&&&& Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。
&&&&& R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。
&&&&& Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。
&&&&& R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。
&&&&& 最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的e的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速。
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地址： 电话：(86)774-2826670& & &&）一种通用型nmos开关管驱动电路的制作方法
专利名称一种通用型nmos开关管驱动电路的制作方法
技术领域本发明涉及一种NMOS开关管驱动电路，具体涉及一种采用分立元件组成的NMOS开关管驱动电路。
背景技术目前广泛使用的驱动技术主要有专用驱动芯片驱动和光电耦合器驱动，使用专用的NMOS驱动芯片价格昂贵，在中低档产品中成本难以承受，光电耦合器驱动若采用普通光电耦合器，其驱动电流需达到IOMA以上才能可靠驱动，对于需要长时间工作的充放电开关电路来说功耗过大，若采用小电流可驱动的光电耦合器，同样存在价格过高的问题。
采用NMOS管进行开关控制的充放电系统有充电、放电同口和充电、放电异口两种结构，其电路原理图如图I、图2所示。图I的同口结构中，储能器件的充放电共用一个回路。充电时，双向开关K1、K2打向右边，接通充电机，此时，P+为充电机的正极、P-为充电机负极，B+为储能器件正极，B-为储能器件负极，通过启动驱动电路DRIVER CIRCUIT使开关NMOS管Q2导通，形成P+ — B+ — B- — Ql — Q2 — P- — P+的充电回路，其中由于Ql体二极管的存在，其通断状态不影响充电回路；放电时，双向开关K1、K2打向左边，接通负载，此时，P+为负载的正极、P-为负载负极，B+为储能器件正极，B-为储能器件负极，通过启动驱动电路DRIVERCIRCUIT使开关NMOS管Ql导通，形成B+ — P+- — P-Q2 — Ql — B- — B+的放电回路，其中由于Q2体二极管的存在，其通断状态不影响放电回路。此结构中，充放电过程不能同时进行。异口结构中，充放电回路各自独立。充电时，单向开关K2闭合，接通充电机，驱动电路DRIVER CIRCUIT使Q2导通，形成充电回路；放电时，单向开关Kl闭合，接通负载，驱动电路DRIVER CIRCUIT使Ql导通，形成放电回路。此结构中，充放电过程可同时进行。由于充电过程中存在P-比B-电势更低，而控制系统的地GND是以储能器件的负极B-的电势为参考的，因此导致普通分立元件驱动电路无法正常控制放电NMOS管Q2的通断。
本发明的目的是针对上述现有技术的不足，提供一种成本低的NMOS管驱动电路，可以适用于同口结构和异口结构。本发明的技术方案是以下述方式实现的一种通用型NMOS开关管驱动电路，包括控制装置，控制装置与放电控制电路、充电控制电路相连。所述充电控制电路包括三极管Q6，三极管Q6集电极和发射极之间连有电容C2，三极管Q6的基极与电阻R8相连、集电极与R7相连，三极管Q6的集电极与三极管Q7的基极相连、三极管Q6的发射极与三极管Q7的发射极相连，三极管Q7的集电极与第一稳压电路相连，第一稳压电路与NMOS管Q8的栅极相连，NMOS管Q8漏极与第二稳压电路相连。
所述放电控制电路包括三极管Q3，三极管Q3的集电极和发射极之间连有电容Cl，三极管Q3的基极与电阻R2相连，三极管Q3的集电极与R1、三极管Q4的基极相连，三极管Q4的发射极与三极管Q3的发射极相连，三极管Q4的集电极、发射极之间连有第三稳压电路，第三稳压电路为NMOS管Q5提供栅极电压，NMOS管Q5的漏极与第四稳压电路相连。采用相对便宜的分立元件组成，与现有驱动电路相比，本发明成本低、功耗小。另夕卜，本发明对充放电的控制均通过一对互异的控制信号实现，以电路冗余的方式增加了控制的可靠性和系统的安全性，当控制系统上电瞬间、断电瞬间、控制器出现异常等情况下，首先切断充放电回路，避免误动作，确保系统的安全。本发明还解决了普通三极管或MOS管构成的驱动电路由于无法提供与充电机负极P-相当的电位，而引起的无法可靠导通或截止充电回路，并形成振荡状态的问题。
图I是现有技术中NMOS管同口充放电的驱动原理图。
图2是现有技术中NMOS管异口充放电的驱动原理图。图3是本发明的电路原理图。
具体实施例方式如图3所示，一种通用型NMOS开关管驱动电路，包括控制装置，控制装置与放电控制电路、充电控制电路相连。所述充电控制电路包括三极管Q6，三极管Q6集电极和发射极之间连有电容C2，三极管Q6的基极与电阻R8相连、集电极与R7相连，三极管Q6的集电极与三极管Q7的基极相连、三极管Q6的发射极与三极管Q7的发射极相连，三极管Q7的集电极与第一稳压电路相连，第一稳压电路与NMOS管Q8的栅极相连，NMOS管Q8漏极与第二稳压电路相连。所述放电控制电路包括三极管Q3，三极管Q3的集电极和发射极之间连有电容Cl，三极管Q3的基极与电阻R2相连，三极管Q3的集电极与R1、三极管Q4的基极相连，三极管Q4的发射极与三极管Q3的发射极相连，三极管Q4的集电极、发射极之间连有第三稳压电路，第三稳压电路为NMOS管Q5提供栅极电压，NMOS管Q5的漏极与第四稳压电路相连。本发明工作过程如下
放电时控制器的两个不同端口分别输出放电控制信号DISCON和放电使能信号DI SEN，其中DISEN输出低电平使三极管Q3截止，同时DISCON输出高电平使三极管Q4导通，三极管Q4集电极输出低电平到NMOS管Q5的栅极，使NMOS管Q5截止，从而使得由电阻R5、电阻R6和稳压管ZD2构成的第四稳压电路工作，为放电控制开关NMOS管Ql提供可靠的栅源驱动电压Uesi,形成从Dl到SI的放电通路；需要停止放电时，DISEN输出高电平使三极管Q3导通，同时DISCON输出低电平，使三极管Q4截止，从而使得由电阻R3、电阻R4和稳压管ZDl构成的第三稳压电路工作，并为NMOS管Q5提供可靠的栅源驱动电压UGS5，使其导通，从漏极输出低电平至放电控制开关NMOS管Ql的栅极，使其截止，从而切断放电通路。充电时控制器的两个不同端口分别输出充电控制信号CHGCON和充电使能信号CHGEN，其中CHGEN输出低电平使三极管Q6截止，同时CHGCON输出高电平使三极管Q7导通，并使由电阻R9、电阻RlO和稳压管ZD3构成的第一稳压电路工作，为三极管Q8提供可靠的负的栅源驱动电压ues8，并使三极管Q8导通，从而使得由电阻Rl I、电阻R12和稳压管ZD4构成的第四稳压电路工作，为充电控制开关NMOS管Q2提供可靠的栅源驱动电压UGS2，形成从D2到S2的充电通路；需要停止充电时，CHGEN输出高电平使三极管Q6导通，同时CHGCON输出低电平，使三极管Q7截止，稳压管ZD3上无压降，即三极管Q8上没有有效导通压降而截止，从而使得由电阻R11、电阻R12和稳压管ZD4构成的第二稳压电路不工作，并且稳压管ZD4上无压降，即充电控制开关NMOS管Q2因栅极和源极间没有导通压降而截止，从而切断 充电通路。本发明工作时，如果需要使充电回路导通，必须同时满足放电使能信号DISEN为低电平，放电控制信号DISCON为高电平，其他情况下，充电回路均处于截止状态。如果需要使放电回路导通，必须同时满足充电使能信号CHGEN为低电平，充电控制信号DISCON为高电平，其他情况下，放电回路均处于截止状态。
1.一种通用型NMOS开关管驱动电路，包括控制装置，其特征在于控制装置与放电控制电路、充电控制电路相连。
2.根据权利要求I所述的通用型NMOS开关管驱动电路，其特征在于所述充电控制电路包括三极管Q6，三极管Q6集电极和发射极之间连有电容C2，三极管Q6的基极与电阻R8相连、集电极与R7相连，三极管Q6的集电极与三极管Q7的基极相连、三极管Q6的发射极与三极管Q7的发射极相连，三极管Q7的集电极与第一稳压电路相连，第一稳压电路与NMOS管Q8的栅极相连，NMOS管Q8漏极与第二稳压电路相连。
3.根据权利要求I所述的通用型NMOS开关管驱动电路，其特征在于所述放电控制电路包括三极管Q3，三极管Q3的集电极和发射极之间连有电容Cl，三极管Q3的基极与电阻R2相连，三极管Q3的集电极与R1、三极管Q4的基极相连，三极管Q4的发射极与三极管Q3的发射极相连，三极管Q4的集电极、发射极之间连有第三稳压电路，第三稳压电路为NMOS管Q5提供栅极电压，NMOS管Q5的漏极与第四稳压电路相连。
本发明公开一种通用型NMOS开关管驱动电路，包括控制装置，控制装置与放电控制电路、充电控制电路相连。采用相对便宜的分立元件组成，与现有驱动电路相比，本发明成本低、功耗小。另外，本发明对充放电的控制均通过一对互异的控制信号实现，以电路冗余的方式增加了控制的可靠性和系统的安全性，当控制系统上电瞬间、断电瞬间、控制器出现异常等情况下，首先切断充放电回路，避免误动作，确保系统的安全。本发明还解决了普通三极管或MOS管构成的驱动电路由于无法提供与充电机负极P-相当的电位，而引起的无法可靠导通或截止充电回路，并形成振荡状态的问题。
文档编号H02J7/00GKSQ
公开日日 申请日期日 优先权日日
发明者姚雷博, 张伟民, 张波, 段晓明, 董红政, 郑玉丽, 郭超 申请人:洛阳理工学院21ic官方微信-->
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求助：关于mos管全桥驱动
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最近做逆变器，前面电路都测试好了，但是全桥上遇到问题了，实验室里只有N MOS管了，所以只能用变压器隔离驱动，对于结电容的泄流有什么好的办法吗？前阵子做开关电源烧管子烧怕了，网上那些简易电路觉得不放心……死区控制能不能利用数字门的传输延时来做？
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1、不一定要用变压器隔离驱动，可以用专用的驱动芯片，不过稍贵。
2、不知道“结电容泄流”是什么意思。
3、数字门电路的传输延时比你需要的死区时间小得多，不够用。
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谢谢版主回复，因为现在全桥四个管子都是n沟道的，暂时没有找到合适的驱动芯片，可能也不太好买。现在是担心变压器线圈的电感作用导致mos管栅极结电容上的电荷不能及时泄放导致不能关断……要是门电路不好用，可能真得找专用芯片去了，分立的太复杂成本也不低
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这种驱动芯片就是专用于全桥和半桥电路的。买倒是好买，价格贵一些。
变压器绕组电感？你是想说驱动变压器漏感吧？MOS管哪有什么栅极结电容？根本没有什么“结”。
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如果用变压器隔离驱动的话，用一个8和一个1K的电阻就可以泄流了
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现在用了ir2110驱动了，有个问题，低端输出波形非常好，高端输出在H桥不加电压的时候也很好，但是一旦桥上通电带了负载，芯片的高端输出就烧掉了，低端没有问题，已经烧了5片了，自举二极管是BYM26C，自举电容用的104的薄膜电容，请问烧芯片是什么原因？
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可以用成品驱动板,IR2110电路图贴出来才能分析问题.
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承接各类型电源外包项目，特殊定制亦可。
LED照明电源、电源适配器、医疗电源、机电控制类电源。tel:
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自举电容太小了, 上管不能完全导通, 功耗过大, 以至于过热烧掉.
另: 死区控制能不能利用数字门的传输延时来做？不能, 原因:
1. 时间长度不够;
2.时序也不容易实现, 因为要求 &上管关后延时下管开& 和 &下管关后延时上管开&, 上下降沿的电路要分开做.
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芯片的高端输出就烧掉了，低端没有问题
是芯片还是管子？
如果是芯片
是不是过压问题
电容小？但是好像ir有欠压保护哟
还有电容和工作频率批不匹配
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二极管是不是快恢复的
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求MOS管( MOSFET)基础知识:结构,特性驱动电路及应用？？
提问者:叶钰文
MOS管( MOSFET)基础知识:结构,特性驱动电路及应用分析下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础 的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。1，MOS 管种类和结构       MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和 增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。      至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。 对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也 多以NMOS为主。       MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没 有办法避免，后边再详细介绍。 在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在 单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。2，MOS 管导通特性       导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。      NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。      PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻 大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。3，MOS 开关管损失      不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减 小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。       MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压 和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越快，损失也越大。      导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法 都可以减小开关损失。4，MOS 管驱动       跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。      在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬 间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。      第二注意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时 栅极电压要比VCC大4V或10V。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多马达驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该 选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。      上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压，设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。现在也有导通电压更小的 MOS管用在不同的领域里，但在12V汽车电子系统里，一般4V导通就够用了。      MOS管的驱动电路及其损失，可以参考Microchip公司的AN799 Matching MOSFET Drivers to MOSFETs。讲述得很详细，所以不打算多写了。5，MOS 管应用电路       MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。现在的MOS驱动，有几个特别的需求，1， 低压应用       当使用5V电源，这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候，我们 选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。      同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。2， 宽电压应用       输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动。这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。      为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引 起较大的静态功耗。      同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通 不够彻底，从而增加功耗。3， 双电压应用       在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。      这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。      在这三种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。      于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求。      电路图如下： 图1 用于NMOS的驱动电路 图2 用于PMOS的驱动电路      这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：      Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。      Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。      R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。      Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V 的Vce。      R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的 数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。      最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联 加速电容。      这个电路提供了如下的特性：      1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管。      2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管。      3，gate电压的峰值限制      4，输入和输出的电流限制      5，通过使用合适的电阻，可以达到很低的功耗。      6，PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置一个反相器来解决。      在设计便携式设备和无线产品时，提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优 点，非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功 率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。（2）低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展，微处 理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。      这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。首先，随着开关频率的不断提高，对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件 驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低（以锂电池为例，工作电压 2.5～3.6V），因此，电源芯片的工作电压较低。      MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大，一般情况下 NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。      在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常 工作，并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的， 适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路。电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V ，负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上。
回答者:钱延华
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