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基于微电网并网技术研究现状初探
　　摘要：微电网（micro-grid）技术在国际上已经受到了广泛重视并且发展迅速，它的并网与孤岛运行是微电网运行的核心技术。文章总结了微电网并网研究现状和标准，讲述了微电网的并网条件及不同条件下的运行现象和影响，并用MATLAB/SIMULINK进行了有相角差的并网仿真实验。 中国论文网 http://www.xzbu.com/3/view-5575732.htm　　关键词：微电网；电网并网；并网仿真实验 　　中图分类号：TM727 文献标识码：A 文章编号：（0-03 　　我国电力发展迅速，在电力“十二五”规划中提到我国要不断推进电网智能化，因地制宜地发展分布式发电，积极发展风电等可再生能源，而微电网在智能电网中有很大的作用，使得电网更加智能化，并且微电网在某些场合具有很好的经济性，也具有一定的抗灾能力，比如在汶川大地震和雅安地震中运用微电网就可以减少一定的电力灾害影响，微电网很好地解决了许多电力问题。而微电网并网是微电网运行的核心，对微电网的并网进行研究有利于微电网快速稳定的发展。微电网并网的技术问题曾一度被视为微电网并网的重要瓶颈，所以研究微电网并网有着重要意义。 　　1 微电网并网研究现状 　　现今电力用户对供电可靠性的要求越来越高，对环保和利用可再生能源的呼吁越来越高，微电网发电和传统的电网结合起来能够达到更高的可靠性；而且有效利用了可再生能源，更加环保，能有效地解决以上问题。随着新材料和新型的发电技术的发展，微电网在技术上得到了支持。而且我国在不断推进智能电网，微电网具有的先进的控制系统和灵活的运行方式是智能电网的重要组成成分。微电网技术能够解决传统分布式发电分散接入、单独并网所带来的整体不受控的问题；当发生电网扰动时，其可有效解决单个分布式电源上关键负荷面临的电能质量问题，同时有利于提升电网可控性，而且未来的电网系统是一个公用大电网系统为主、本地微电网系统为辅的综合型电网系统。若微电网能够在孤岛运行与并网运行之间进行平滑切换，其作用更大。 　　我国对微电网还没有一个较为统一的定义，综合各研究定义大致是将分散的小型发电设备通过公共连接点（PCC）联结成网就地供电并能与大型电网联网运行的电网。其中微电源发电包括燃气轮机发电、风能发电、太阳能发电等清洁能源发电。对于并网方面，我国对同步发电机与大电网并网（即传统并网方式）研究较为成熟，且如今的准确度和自动化程度较高。而对于微电网的并网研究也是处于起步阶段。它们之间的并网有相同之处也有不同之处。微电网的电源有同步发电机，也有异步发电机，如风力发电。其原理与同步电机、大电网并网有所不同。 　　微电网系统的并网实现主要是由并网逆变器完成，并网时对微电网的实际运行状态进行判断，并且结合正序电压提取、锁相环和低通滤波等环节对微电网的运行进行监控取得数据进行并网。并网逆变器主要是完成微电网与公用大电网之间的连接和功能交换。三相全桥式逆变器在微电网并网中得到了广泛应用。逆变器作为微源与微电网的主要接口扮演着能量转化和扰动缓冲的重要角色。并网时，它能从PCC处获取主网电压的频率及幅值参考信号以和主网同步运行，三相全桥式逆变器在微电网并网中得到了广泛应用。 　　通过逆变器进行并网，极好地减小了电流冲击。并网逆变器的控制目标是控制逆变电路输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波，且与公共电网同压、同频、同相位。我国的并网逆变器原材料80%来自国外，而90%逆变器卖出国外且面对了一年多的欧美“双反”夹击，发展不太景气，且起步较晚，但近来我国的政策不断激活我国市场需要，促进了并网逆变器的发展研究。 　　根据现今的研究表明，分布式电源并网，随着数量的增多实现平衡并不容易，而具有储能设备的微电网有利于微电网的并网，且有利于电网稳定性，它能提高微电网电能质量、增加系统稳定系、提高微电网的经济效益，承担着电力调峰的功能。特别是风力发电和太阳能发电都具有一定的波动性。而储能设备很好地解决了不稳定的问题。但储能设备的成本较高，限制了其发展，于是存储设备也需要同步发展提高，以更有助于稳定电网。 　　有部分学者提出了一些微电网并网的控制方法。总结起来都是通过电力电子器件监测大电网与微电网的电压相角和幅值的变化判断微电网运行状况进而自动转换运行方式的方法。其中控制方法有下垂控制、v/f控制、PV控制、采用VSC结构并网、采用潮流控制器（UPFC）并网，通过动态调节逆变器实现微电网与大电网的各参量相等。现今国际上和国内也有了很多示范工程建立起来，为微电网并网研究提供了基础和条件。 　　2 微电网并网标准 　　在国际上，IEEE制定了《IEEE1547分布式电源与电力系统互联的系列标准》，其中IEEE1547.4《分布式孤岛电力系统的设计、操作和集成指南草案》是专门针对微电 　　网的。 　　在部分国家也制定了一些相关标准。英国目前主要有《BSEN5微型发电设备接入低压配电网技术要求和嵌入式发电厂接入公共配电网标准》。德国先后于2008年1月和2011年8月发布了发电厂接入中压电网并网指南和发电系统接入低压配电网并网指，还发布了DINEN与公共低压配电网并联运行的微型发电机的连接要求系统接入低压配电网并网指南。加拿大目前有2个主要的并网标准，有C22.2NO.257基于逆变器的微电源配电网互联标准C22.3NO.9分布式电力供应系统互联标准。还有一些是针对指定微电源并网的并网标准。 　　我国微电网发电正处于起步阶段，虽然国家出台了很多利好政策，但我国各方面标准缺乏统一高质量的标准，仍需要不断的优化。我国于日正式发布了《关于做好分布式电源并网服务工作的意见》这是继支持分布式光伏发电并网后，国家将支持范围扩大至太阳能、天然气、生物质能、风能、地热能、海洋能、资源综合利用发电。此服务意见合理确定分布式电源界定标准。意见明确分布式电源，是指位于用户附近，所发电能就地利用，以10千伏及以下电压等级接入电网，且单个并网点总装机容量不超过6兆瓦的发电项目。包括太阳能、天然气、生物质能、风能、地热能、海洋能、资源综合利用发电等类型。分布式电源并网服务一系列标准和细则的制订，优化了并网流程，简化了并网手续，提升了服务效率，切实提高并网服务水平。在分布式电源并网标准体系建设方面，国家电网先后编制了16项企业标准、8项行业标准、8项国家标准。在国家能源局的大力支持下，国家电网成功建设了国家级风电和太阳能发电研发（实验）中心，具备了风电和光伏发电全系列并网检测能力。但这些标准还不够细化，需要不断地发展调整。政策标准支持主要在于风力发电和太阳能发电，但对于其他微电源并未出台详细统一的政策标准。
　　总体而言国际上和其他一些发达国家要比我国的微电网并网标准先进，但仍然缺乏统一的具有很好约束力的标准，而且还有些标准比较滞后。 　　3 微电网并网条件及现象 　　微电网的并网要做的是微电网和大电网联结运行并向外送电。微电网主要运行作用是就地供电，但在大电网高峰期和缺电时，微电网如果能够向大电网提供电能便能够缓解大电网的高峰期压力，有助于大电网的稳定运行，但是当微电网并网时如果条件不符合标准会影响大电网和微电网双方的稳定，甚至造成严重危害。微电网与大电网并网运行，无论是运用传统并网方式还是用并网逆变器进行并网，其核心都是要使微电网与大电网在一定条件下稳定并网运行。微电网要与大电网相并网条件有：二者频率相等、相序相同、电压幅值相等和相角相等。当然这些都是理想条件，也不要求完全相等，在相应的允许范围内就可以。根据我国的一些具体并网具体标准：为保证并网安全，需要满足并网前电压差值不应超过额定电压的10%，相角差不应超过10°，频率差值不应超过额定频率的0.5%，即不能超过0.25Hz。这里经过仿真比较，选择相角超前微电网2°，幅值低于微电网0.05p.u.，频率高于微电网0.2Hz。 　　通过部分文献了解到并网相角差易导致微电网中的发电设备损坏，压差、频差和角差对切换造成影响的大小不同，得出相角差在并网切换时对系统造成的影响要远远大于电压差和频率差对其造成的影响。频率差其次，电压差对并网造成的影响最小。还有针对并网时的谐波问题提出采用电磁耦合的方式对高频脉冲宽度调制（PWM）波进行缓冲，抑制高频谐波注入电网的并网谐波解决方案。 　　4 仿真验证 　　图1 微电网并网简化结构 　　图2 没有相角差的并网情况 　　图3 相角差为5°时的并网电流 　　目前已有研究表明：微电网并网时影响最大的是相角差。本文就其相角差并网造成的电流震荡进行研究。并网时是通过10kVPCC母线将微电网与大电网相并网。大电网是50Hz，相间电压110kV，微电网为50Hz，相间电压11kV，微电网由两组微电源构成，一组风力发电机组，一组太阳能发电机组。用不同的相角差将微电网与大电网进行并网，微电网的相角滞后于大电网5°，比较其电流变化。在1s钟的时候进行并网。 　　通过仿真比较可以看出发电机并网时在没有相角差的时候会有微小的震荡，并网电流增大。但在有5°相角差的时候，并网震荡加大且震荡时间加长，大概要1s左右恢复稳定。并且通过仿真验证相角差越大，震荡电流越大，回复时间越长，造成的影响较大。 　　5 结语 　　通过微电网的并网研究现状和并网标准的总结体现了现今微电网的并网发展情况以及需要改进的地方，并通过有相角差的并网进行仿真，得出相角差造成的电网电流震荡波形。对于微电网的并网与仿真目前处于研究探讨阶段，还缺少成熟的经验，还需要不断实践以提高。 　　参考文献 　　[1] 时珊珊，鲁宗相，周双喜，等.中国微电网的特点和发展方向[J].中国电力，）. 　　[2] 钟诚.微电网中并网逆变器控制策略研究[D].湖北工业大学，2011. 　　[3] 杨志淳，乐健，刘开培，等.微电网并网标准研究 　　[J].电力系统保护与控制，）. 　　[4] BiYing Ren，XiangQian Tong，Sha Tian，Xiang Dong Sun.Research on the control strategy of inverters in the micro-grid[R].APPEEC，2010. 　　[5] 杨大为，黄秀琼，杨建华，等.微电网和分布式电源系列标准IEEE 1547述评[J].南方电网技术，）. 　　[6] 严干贵，孟方旭，王鸿焘，等.微电网并网理论的前提[J].中国科技论文，）. 　　[7] 李明慧，李国庆，王鹤，等.微电网建模及并网控制仿真[J].低压电器，2012，（8）.
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微电网中并网逆变器控制研究
北京交通大学 硕士学位论文 微电网中并网逆变器控制研究 姓名：李明娟 申请学位级别：硕士 专业：电气工程 指导教师：林飞
中文摘要中文摘要摘要：为了充分发挥分布式电源的作用，可将若干分布式电源、储能系统和负载 等连接在一起，构成微电网（Ｍｉｅｒｏｇｒｉｄ）。微电网中如何对各并网逆变器进行协调控制，保证系统稳定、高效运行是需解决的关键问题之一，也是本文研究的重点。 本文中，将并网逆变器控制分为底层电压控制和上层功率控制，功率控制完 成微电网中各分布式电源的功率分配，底层电压控制根据上层给定的电压指令完成相应的电压输出。 本文首先分别对带有ＬＣ滤波器和ＬＣＬ滤波器的并网逆变器主电路进行了分 析，并设计了滤波器参数。为了简化控制系统，本文采用了静止坐标系下的控制 方案，避免了正、负序旋转坐标变换。本文基于复系数传递函数建模与设计方法，研究了并网逆变器的电压电流双闭环控制，以及新型正、负序基波信号提取器的设计。该方法可以实现并网逆交器在平衡及不平衡条件下的输出电压控制。本文在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下建立了并网逆变器电压控制系统的仿真模型，分析并验证了所设计控制器的工作性能。其次，借鉴大电网同步发电机频率电压控制方法，对常规的下垂曲线法进行了修ｊ下，设计了并网逆变器的有功．频率和无功．电压控制器。建立了功率控制系统 的小信号模型，分析了微电网系统的稳定性，以确定控制器参数的可行性范围。通过单机孤立／并网、双机孤立／并网等不同运行条件下的仿真计算，对上述功率控制方法进行了验证。搭建了小功率实验样机，对并网逆变器的电压控制以及单机孤立／并网条件下 的功率控制进行了实验验证。图８２幅，表８个，参考文献３５篇。关键词：微电网：并网逆变器；电压控制；功率控制；不平衡负载；下垂法分类号：ＴＭ４６４ＡＢＳＴＲＡＣＴｏｆ ｔｈｅ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｐｏｗｅｒ，ａ ｎｕｍｂｅｒ ｏｆＡＢＳＴＲＡＣＴ：Ｉｎ ｏｒｄｅｒＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｃｏｎｓｔｉｔｕｔｅａｔｏ ｔａｋｅｆｕｌｌｕｓｅＲｅｓｏｕｒｃｅｓ（ＤＲｓ），ｅｎｅｒｇｙｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｏ ｓｔｏｒａｇｅ ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ ｌｏａｄｓ Ｗｅｒｅ ｔｏ ｍａｋｅｍｉｃｒｏ．鲥ｄ（Ｍｉｃｒｏｇｒｉｄ）．Ｈｏｗｏｎｅｔｈｅ鲥ｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｏｒｋｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｌｙ ｉｓｏｆ ｔｈｅ ｋｅｙ ｉｓｓｕｅｓ ｔｏｅＩＩＳＵｌ＂ｅｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ’ｓ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｈｉｇｈｌｙ 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Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）是近些年倍受关注的一种发电形式，它主要利用太阳能、风能、燃料电池等可再生的清洁能源发电， 即保护了环境，又节约了能源，实现了能源利用的多样化。 此外，集中发电、远距离输电和大电网互联的供电方式，存在着一些弊端： 成本高，运行难度大，难以适应用户越来越高的安全和可靠性要求以及多样化的 供电需求。尤其是在近年来世界范围内接连发生几次大面积停电事故之后，大电 网的脆弱性充分暴露了出来【１１。 因此，大电网与新型分布式发电相结合的形式逐渐被提上了日程，被认为是 能够减少温室气体排放、降低能耗、提高电力可靠性和灵活性的主要方式，是未来电力工业的发展方向。 分布式发电也称分散式发电或分布式供能，一般指将相对小型的发电装置，分散布置在用户（负荷）现场或用户附近的发电（供能）方式。分布式电源（ＤＲ―ＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄＲｅｓｏｕｒｃｅ）位置灵活、分散的特点极好地适应了分散电力需求和资源分布，延缓了输、配电网升级换代所需的巨额投资，同时，它与大电网互为备用也使供电可靠性得以改善。分布式电源尽管优点突出，但本身存在诸多问题，例如，分布式电源单机接 入成本高、控制困难等。另外，分布式电源相对大电网来说是一个不可控源，因 此大系统往往采取限制、隔离的方式来处置分布式电源，以期减小其对大电网的 冲击。随着对分布式发电以及相应的分布式储能技术的研究的深入，并结合电力系统用户对电能质量的要求和电力系统发展趋势，为了协调大电网与分布式电源 间的矛盾，充分挖掘分布式能源为电网和用户所带来的价值和效益，逐步形成了将分布式发电相关技术综合在一起而形成的特殊电网形式一一微型电网（Ｍｉｃｒｏｇｒｉｄ），简称微电网【引。微电网的出现也带来了新的问题和挑战【３ｌ，如电能质量、继电保护整定、配电 网电压调整、孤岛检测与安全问题等等。其中，如何对微电网中各并网逆变器进 行协调控制，保证系统稳定、高效运行是需解决的关键问题之一，也是本课题研北京交通大学硕士学位论文究的主要内容。１．２研究现状１．２．１微电网的发展微电网【４棚从系统观点看问题，将发电机、负荷、储能装置及控制装置等结合， 形成一个对大电网来说单一可控的单元，同时向用户供给能量。微电网中的电源 多为微电源（分布式电源），亦即含有电力电子接口的小型机组，包括微型燃气轮 机、燃料电池、光伏电池以及超级电容、飞轮、蓄电池等储能装置。它们接在用 户侧，具有低成本、低电压、低污染等特点。 在接入问题上，微电网的入网标准只针对微电网与大电网的公共连接点 （ＰＣＣ），而不针对各个具体的微电源。它既可与大电网联网运行，也可在电网故 障或需要时与主网断开单独运行。微电网不仅解决了分布式电源的大规模接入问 题，充分发挥了分布式电源的各项优势，还为用户带来了其他多方面的效益。 如图１．１所示，为美国电力可靠性技术解决方案协会（ＣＥＩ汀Ｓ）提出的微电网基本结构【。７１。图中包括３条馈线Ａ，Ｂ和Ｃ及１条负荷母线，网络整体呈辐射状结构。馈线通过主分隔装置与配电系统相连，可实现孤网与并网运行模式间的平滑切换。图中的３条馈线分别代表３类具有不同供电质量要求的负荷的个性化微电源 供电方案。对于连接在馈线Ａ上的敏感负荷，采用光伏电池供电；对于连接在馈 线Ｂ上的可调节负荷，采用燃料电池和微型燃气轮机混合供电；对于连接在馈线 Ｃ上的可中断负荷，没有设置专门的微电源，而直接由配电网供电。这样，对于敏感负荷和可调节负荷都是采用双源供电模式，外部配电网故障时，馈线Ａ，Ｂ上的 静态开关会快速动作使重要负荷与故障隔离且不间断向其『Ｆ常供电，而对于馈线Ｃ 上的可中断负荷，系统则会根据网络功率平衡的需求，在必要时将其切除。该结构初步体现了微电网的基本特征，也揭示出微电网中的关键单元：①每 个微电源的电力电子接口及其控制系统；②整个微电网的能量管理器，解决微电 网的电压控制、潮流控制和解列时的负荷分配、稳定及所有运行问题；③继电保 护，包括各个微电源及整个微电网的保护控制。其中①的内容正是本文的研究重点。 图１．１只是微电网结构的一种形式，具体的结构随负荷等方面的需求而不同，如敏感负荷对电能质量和可靠性要求更高等。但是基本单元应包含微能源、蓄能装置、管理系统以及负荷。其中大多数微能源与电网的接口都要求是基于电力电２子的，以保证微电同以单个系统方式运行的柔性和可靠性。刚Ｉ－ＩＦｉｇ ｌ?ＩＣＥＲＴＳ提出的微ＩＩ｝网结构Ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌｇｎｌｄｍｏｆｍｉｃｒｏｇｒｉｄｌ”ＯｐｏａｅｄｂｙＣＥＲＴＳ微电网对分布式电源的有效利用及灵活、智能的控制特点，使其在解决负荷 的持续增长、电力系统结构的不断老化、环保问题、能源利用效率瓶颈以及用户 对电能质量的高标准要求等问题方面表现出极大潜能，是许多圆家未来若干年电 力发展战略的重点之一。目前，一些国家已纷纷开展微电网研究，立足于本国电 力系统的实际问蘧与国家的可持续发展能源目标，提出了备自的微电网概念和旋 展目标。作为个新的技术领域，微电网在各国的发展呈现不同特色。 美国ＣＥＲＴＳ最早提出了微电网的概念Ｈｌ，并形成了“即插即用”（ｐｌｕｇａｎｄｐｌａｙ） 与“对等”ｆｐｅｅｒｔｏｐｅｅｒ）的控制思想和设计理念。目前，美国ＣＥＲＴＳ微电网的初步理论研究成果已在实验室微｜乜网平台上得到了成功检验。由美国北部电力系统 承建的Ｍａｄ Ｒｉｖｅｒ微电网是美国第１个微电网示范工程，并初步形成关于微电网的管理政策和法规等，为将来的微电网工程建立框架。同木将传统电源供电的独立电力系统也灯入微电网研究范畴．大大扩展了美 囡ＣＥＲＴＳ对微电网的定义范围。目前日本已在其国内建立了多个微电网工程ｐ】。 为此，几本还々门成立了新能源与工业技术发展组织（ＮＥＤ０）统一协调国内高校、 企业与幽家重点实验室对新能源及其应用的研究。ＮＥＤＯ在微电网研究方面已取 得了很多成果。 欧洲于２００５年提出“智能电网”计划Ｉｌｑ，并存２００６年ｍ台该计划的技术实 现方略．作为欧洲２０２０年及后续的电力发展目标。同前，欧洲已初步形成了微电 刚的运行、控制、保护、安全及通信等理论，并在实验室微电网平台上时这些理北京交通大学硕士学位论文论进行了验证。其后续任务将集中于研究更加先进的控制策略、制定相应的标准、 建立示范工程等，为分布式电源与可再生能源的大规模接入以及传统电网向智能电网的初步过渡做积极准备。我国近年来也逐步开始了对微电网的研究工作‘’１‘１３】，尚处于起步阶段。１．２．２并网逆变器的控制前面已经提到，微电网中的关键单元之一是每个微电源的电力电子接口及其 控制系统，而微电网中常用的微电源按能量变换不同可以分成两大类，每一类都有相应的电力电子接口电路【１ ４１。（１）直流电源，如燃料电池、太阳能电池、蓄电池以及储能电容器等，其并网方式如图１＝２。ｌｒ如ｈ－＜逆变器Ｉ滤波 器ｌＩ；带刀躲马ｇ奥丰姥Ｉ砖ｉ娃；Ｊ耳纠图１＝２直流逆变电源Ｆｉｇ．Ｉ－２ ＤＣ／ＡＣｓｏｕｒｃｅ（２）交直交电源，如微汽轮机、变速恒频风力发电机等，其发出的交流电需要整流然后逆变，如图１．３所示。整流器升压电路逆变器母线图１－３交直交电源Ｆｉｇ．１－３ ＡＣ／ＤＣ／ＡＣｓｏｕｒｃｅ可见，分布式电源与电网并网时，大多需经过电力电子变换器，其中逆变器 是分布式电源并网系统的重要组成部分。它的作用是将直流电转化为交流电，使 变换得到的交流电可以满足并网要求。另外，逆变器还应该具有很高的有效性和可靠性，保证并网系统、本地负载和电网的安全。 因此，保证系统稳定、高效运行的关键问题之一就是对微电网中各并网逆变器进行协调控制。除了逆变器基本的电压控制外，还需考虑各逆变电源互联时的 功率分配和控制。目前的研究通常把微电网的并网逆变器控制系统分为功率控制４绪论和电压控制两个层次，下层的电压控制根据上层指令完成相应的控制任务。下面 将分别介绍并网逆变器的电压控制和功率控制的研究现状和发展方向。 （１）并网逆变器的电压控制 并网逆变器的电压控制目标是提高逆变器输出电压的稳态性能和动态性能。 稳态性能就是指输出电压的稳态精度和带不平衡负载的能力；而动态性能主要指 输出电压在负载突变时的动态响应水平。 平衡条件下并网逆变器的电压控制，已经得到了较为深入地研究。基于旋转 坐标系模型，可采用ＰＩ调节器、滑模控制、无差拍控制、重复控制等实现对电压和电流的控制【１５＝１８】。 其中，应用最多的是ＰＩ调节器，它具有较快的动态响应特性和鲁棒性，但是应用到交流系统瞬态反馈控制时ＰＩ控制并不能够实现无静差控制。 滑模控制的鲁棒性强，对参数变化和外部扰动不敏感。逆变系统采用滑模控 制时输出波形有较好的暂态响应，不足之处是系统的稳态性能不大好。滑模控制 加入前馈控制能提高暂态性能和稳态精度，但过载情况运行不好。由参数自适应 的线性前馈控制器和非线性滑模控制器组成逆变控制系统，将会在这两方面得到很好的改善。无差拍控制的基本思想是将输出正弦参考波等间隔地划分为若干个取样周 期，根据每一取样周期的起始值，计算出关于取样周期中心对称的方波脉冲作用， 负载输出在取样周期末尾。适当控制方波脉冲的极性与宽度，就能使负载上的输 出在取样周期的末与输出参考波形相重合。在很低的开关频率下，无差拍控制能 够保证输出波形的质量。采样和计算时问的延迟，对系统参数的变化反应灵敏， 鲁棒性差是无差拍控制的不足地方。通过状态观测器对系统状态提前进行预测， 能修正采样和计算延时对系统的影响。对系统参数进行在线辨识，可以提高系统的鲁棒性。重复控制可以克服非线性负载引起的输出波形周期性的畸变，通常结合其他控制方式来使用。重复控制的基本思想是假定上一周期的基波将会在下一周期的 同一时间重复出现，可以根据给定信号和反馈信号的误差来确定所需的校正信号，并在同一基波时间将此信号叠加到原控制信号上，消除重复出现的畸变。重复控制能使系统获得了很好的静态性能，但却不能够获得好的动态性能。对于不平衡系统，还需进行正序和负序分解，一般需在两个旋转坐标系下进行控制Ｉｌ引。为了简化控制系统，研究割２０，２１】提出了在静止坐标系下实现稳态无差的控制方案，如比例谐振控制器，它的提出最初是根据三相系统中同步ｄｑ轴系调节器在５北京交通大学硕士学位论文旋转参考系中控制直流信号，能实现零稳态误差的原理推导而来。它可以不经过 复杂的交直流变换，而是直接控制交流量，来达到消除稳态误差的目的。 复系数传递函数是近年来出现的一种新型建模与综合方法。文献［２２，２３】将其应 用于并网逆变器控制，设计的电压外环由ＰＩ调节器与实系数振荡器级联组成，可 以实现不平衡负载条件下的无差调节，具有控制性能好、控制方法简单等优点。 （２）并网逆变器的功率控制 微电网中的分布式电源数目一般比较多，很难要求一个中心控制点对整个系 统做出快速反应并进行相应控制，往往一旦系统中某一控制元件故障或软件出错， 就可能导致整个系统瘫痪。因此，微电网控制应该做到能够基于本地信息对电网 中的事件做出自主反应，例如，对于电压跌落、故障、停电等，发电机应当利用 本地信息自动转到独立运行方式，而不是像传统方式中由电网调度统一协调。 具体来讲，微电网控制应当保证：①任一分布式电源的接入不对系统造成影 响；②自主选择运行点；③平滑地与电网并列、分离；④对有功、无功进行独立 控制；⑤具有校Ｊ下电压跌落和系统不平衡的能力。 目前，并网逆变器的功率控制方法主要有两种： 一种是根据微电网控制要求，灵活选择与传统发电机相类似的下垂特性曲线 进行控制，将系统的不平衡功率动态分配给各机组承担，具有简单、可靠、易于实现的特点。但该方法没有考虑系统电压与频率的恢复问题，也就是类似传统发电机中的二次调整问题，因此，在微电网遭受严重扰动时，系统的频率质量可能无法保证。另一种是采用不同控制模块对有功、无功分别进行控制，很好地满足了微电 网多种控制的要求，尤其在调节功率平衡时，加入了频率恢复算法，能够很好地 满足频率质量要求。另外，针对微电网中对无功的不同需求，功率管理系统采用 了多种控制方法，从而大大增加了控制的灵活性并提高了控制性能。 近年来，研究者开始从系统稳定性的角度研究微电网中功率控制器参数的设 计问题，主要是采用小信号模型的特征值分析法【２４＇２５１。１．３本文的主要研究内容本文主要针对微电网中并网逆变器的相关控制技术进行了较为深入的分析和 研究，全文共分４章，主要研究内容包括：（１）介绍了复系数传递函数建模方法，并在此基础上设计了两相静止坐标系 下的正弦信号跟踪器。６绪论（２）研究了带ＬＣ滤波的并网逆变器系统的主电路原理及滤波器参数设计， 并对三相逆变系统开环以及闭环特性进行分析，利用复系数传递函数频域分析方 法设计了电压、电流双环控制器，完成对输出电压的调节。 （３）对于ＬＣＬ滤波的并网逆变器系统，采用了降阶简化的方法，将靠近负载 的电感电流作为干扰量，提取出正序、负序电流分量后加以补偿后，可沿用前述 控制方案。本文设计并比较了两种静止坐标系下的正、负序基波信号的提取方法。 （４）研究了微电网中各并网逆变器的上层功率控制方法，基于本地检测信号， 协调并确定各并网逆变器的电压控制指令。功率控制包含有功．频率单元和无功． 电压单元，可在孤立和并网两种方式下工作。建立了系统的小信号模型，利用特 征值分析方法研究系统的稳定性，给出了各控制参数的可行范围。 （５）在Ｍａｔｌａｂ环境下，建立了分布式发电系统并网逆变器及微电网的仿真模 型，对前述电压及功率控制方案进行了各种工况下的仿真分析。搭建了实验样机， 完成了单机系统的电压控制实验以及单机孤立／并网运行时的功率控制实验。７并网逆变器的电压控制２并网逆变器的电压控制并网逆变器模块是分布式电源的最基本构成部分，其性能直接影响着整个微 电网的供电质量和系统可靠性。高性能的逆变电源不但要求有良好的稳态特性，更要有好的动态特性，而这些好的动态和稳态性能的实现，都需要先进的系统控制策略来保证。目前，逆变器广泛采用ＰＷＭ脉宽调制技术实现对输出电压的控制【２６１。为了使ＰＷＭ逆变器具有较好的输出波形，针对其谐波次数较高的特点，通常采用二阶ＬＣ低通滤波网络。最近几年，越来越多的国内外学者提出在逆变器侧采用ＬＣＬ滤波，其主要优点是可以降低电感量，提高系统动态性能，降低成本等。现在，基于ＬＣＬ滤波的ＰＷＭ逆变器控制策略中的不平衡控制也是研究的热点之一。本文针对带ＬＣ滤波的并网逆变器，研究了一种基于静止坐标系的电压控制策略，可以在不平衡负载情况下保持良好的电压控制性能。接着，研究了基于静止 坐标系的正、负序提取器，进而设计了带ＬＣＬ滤波的并网逆变器可工作在不平衡负载情况下的电压控制策略。 以上控制器的分析和设计，均基于静止坐标系下的复系数传递函数模型，避免了正序和负序旋转坐标变换。２．１复系数传递函数建模方法２．１．１复数空间矢量三相电气量可以等效于为一个复数空间矢量。如果用ｅ（ｔ），（Ｘ＝ａ，ｂ，ｃ），表示一个三相电气量，则其可以用一个复数空间矢量表示如下：ｆ（ｔ）＝；｛ｚ（ｒ）＋７以（，）＋７２ｚ（，）｝（２－１）其中７＝ｅ歹２棚，７２＝ｅ’７２朋。 该相量经过Ｃｌａｒｋｅ变换，在口∥静止坐标系中表示如式２－２所示， 鉴于本文的分析只考虑正序和负序分量，故此处变换不含零序分量：ｆ（ｔ）＝五（ｆ）＋历（ｆ）其中（２－２）９北京交通大学硕＋学位论文ｒ六（ｒ）］２１．！ ．１２ ２Ｌ厶（ｒ）Ｊ ２亏分组成，即（２－３）ｏ鱼．鱼２ ２当三相电气量包括负序分量时，上述复数空间矢量也由正序和负序分量两部蚋＝Ａｐｅｊ硇＋么ｎｅ－ｙ尹矿ｊ∞（２－４）在口∥静止坐标系中表示时，厶（ｔ）矛［Ｉｆｐ（ｔ）分量分别表示为厶（ｔ）＝厶ｐ（ｆ）＋丘。（ｔ）＝‰ｃｏｓ（ｃｏｔ）＋‘。ｃｏｓ（国ｔ） 厶（ｔ）＝厶ｐ（ｆ）＋厶（ｔ）＝％ｓｉｎ（ｃｏｔ）一‘。ｓｉｎ（ｃｏｔ）式中，五ｐ（ｆ）、（２－５） （２－６）厶。（ｆ）、％和巴。分别为口轴的正序分量、负序分量、正序分量幅值和负序分量幅值，厶ｐ（ｆ）、厶。（ｆ）、％和Ｃ。分别为∥轴的正序分量、负序分量、正序分量幅值和负序分量幅值。２．１．２复系数传递函数复系数传递函数【２７】可以用来描述采用复数空间矢量建模的系统，其特点是系统的输入、输出及传递函数的系数均可以为复数。若传递函数的系数中带有非零虚部，则与实系数传递函数不同的是系统至少有一个单复极点或单复零点。其中单复极点是指没有共轭极点的复数极点；同样，单复零点是指没有共轭零点的复 数零点。以三相感应电机的微分方程为例ｒ：：：竺雾Ｇ（ｓ）＝器＝而ｊ丙ｉｓＦ＋（１／面ｒｒ－葡ｊｃｏ）瓦而其中‘＝Ｌ，／Ｒ，。１０（２－７）／ｒ（ｔ）为转子电流，‘２－８）式（２．８）为－－个复系数传递函数。由上一节知，任何一个三相电气量都可以用一个复数空间矢量来表示，这样，一个多输入多输出的系统就可以转换为一个单输入单输出系统，普通单输入单输出系统的频域分析和综合方法仍然适用，有利并网逆变器的电压控制于分析系统的性能及设计系统的控制器。２．１．３正弦信号跟踪控制器 如图２－１所示，为一个线性时不变系统的反馈控制器的通用框图。其中，ｑ（ｓ）为控制对象的传递函数，ｇ（ｓ）为控制器的传递函数，Ｇｏ（ｓ）为系统的开环传递函数。图２－１Ｆｉｇ．２―１线性时不变系统的反馈控制器的通用框图ａｌｌＢｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ａ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｆｏｒＬＴＩ ｓｙｓｔｅｍ对于三相平衡系统，为了使输ｍｍ－ｆｏⅢ（ｆ）零静态误差地跟踪工频的输入参考量厶（ｆ），可设计开环传递函数如下：Ｇｏ（ｓ）＝―｝ｓ一）∞弧（２―９）式中，哆。为系统基频５０Ｈｚ（下文均同），嘞为系统的带宽。由式（２―９）可知，当ｓ－ｊ‰时，Ｏｏ（Ｊ）专００。若取ｃｏｏ＝２ｚｃ（４０）ｒａｄ／ｓ，可作上述开环传递函数的波特图如图２－２所示，可见，当系统频率为５０Ｈｚ时，增益为无穷大。１∞～～ｍ１∞喜茎：．，５０ －２７０ －３１５一一一ｌｉ。，一ｌ＾霉ｉ硼 ｌ棚Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ‘№）图２－２所设计的二相平衡系统开环传递函数的波特图Ｆｉｇ．２－２ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｏｐｅｎ ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｂａｌａｎｃｅｄ ｓｙｓｔｅｍｌｌ北京交通大学硕士学位论文系统的闭环传递函数为 （２一ｌｏ）作该闭环传递函数的波特图如图２．３所示，可见，系统在５０Ｈｚ处的增益为单位增 益，且具有零相位延迟，故系统输出可以无静差跟踪输入，实现对工频正弦信号的跟踪。ＢＯｄＯ Ｏｉａｏｒａｍ ｏ一一一，，一÷∥。一、、＼一 、∞、＼∞＼｛８ｐ）鲁主薹口墨～‘、、∞＼～４５…～。＼、、＼、“…譬 ｉ０＼、＼。、璺主－４５＼＼．．一ｇｏ ＇ｏ’＇０２Ｆｒｏｑｔａｍｃｙ（｝ｋ’、＿～～～～。一―。１０３图２－３所设计的三相平衡系统闭环传递函数的波特图Ｆｉｇ．２－３ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｂａｌａｎｃｅｄ ｓｙｓｔｅｍ对于三相不平衡系统，还需要考虑负序分量，对于负序量，只需将上面传递 函数的角频率变为相应的负值即可。将正、负序的传递函数相结合，就可以得到 不平衡系统中控制器的开环传递函数如下：Ｇｏ＿２（ｓ）２丽ｃｏ ／２＋ｉＣＯｏ瓦／２＝再ｃｏ ｉｓＪｃ０５ｓ。，皑ｏＪ＋（２－１１）Ｓ ‘＋改，５０ｏ当ｓ＝＋ｊｃ０５０时，Ｇ口２（ｓ）－－９∞。由于该传递函数为实系数传递函数，对正、负角频率来说，特征值相同，故 只需作出Ｊ下的角频率的波特图，如图２．４所示，同样的，５０Ｈｚ时，系统的增益为无穷大，当系统为闭环时，即可以达到单位增益，实现对正弦信号的零静差跟踪。１２并网逆变器的电压控制…’ｒ；｛； ．｛Ｉ， ！Ｉ‘：：７｛：’！ ｆ。；！｛｛｛‘；；，，：！；ｌ．ｔｐ一１。?７：４?…一，＿～一一：ｊｔ‘“’。：一一 ‘：：’一‘’’ｆ ５｝１―１。：’Ｉ‘一－一二一：一’一：二。‘二一。一…。：二。一．二ｊ。．～－－Ａ‘‘１’ｊ ：ｉ１：－ｔ，ｔ．．图２＿４所设计的三相不平衡系统开环传递函数的波特图Ｆｉｇ．２－４ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｆｏｒ ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｓｙｓｔｅｍ以三相星型联结ＲＬ负载系统为例，系统控制对象的传递函数为ｑ（ｓ）＝瓦１五（２－１２）由前面的分析设计系统的控制器传递函数为讣，＝瑞＝背＝（啦竽） 南将上式可改写为（２－１３）ｏｃ（小（Ｋｐ＋等）吒∽其中６０，。（Ｊ）＝（２－１４）布（２－１５）为振荡器，式（２．１４）的框图如图２．５所示，该矢量调节器由ＰＩ调节器与振荡器组成。１３北京交通人学硕士学位论文’） ．矿．Ｋ“ｐ’ｓ人＼／ｐ母｛厂Ｌ…斗兰Ｈ：Ｇ蛾（ｓ）ｊ值矿。墨１、ｐ’ｒｓ。）图２－５三相不平衡系统矢量调：肖器在静止坐标系下的实现Ｆｉｇ．２―５ Ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｆｒａｍｅ ｖｅｃｔｏｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｏｆ ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｓｙｓｔｅｍ在Ｍａｔｌａｂ的Ｓｉｍｕｌｉｌｌｌ（环境下搭建该系统的模型如图２．６所示，输入信号的正 序分量幅值为ｌＶ，负序分量幅值为０．２５Ｖ，二者初相位差为０，Ｒ＝ｌＱ，￡＝ｌｍＨ， 仿真结果如图２．７所示，经过一个半周期左右的调节时间，输出实现对输入的无静 差跟踪，可见，所设计控制器对不平衡系统有良好的正弦跟踪性能。图２－６三相星型联结Ｉ也负载控制系统仿真模型Ｆｉｇ．２―６Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ ｓｔａｒ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ＲＬ ｌｏａｄ１４并网逆变器的电压控制圈２．７口轴、１３轴输出响应与输入信号对比Ｆｉｇ．２－７ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｓｉｇｎａｌ ｉｎ ａ ａｎｄｐａｘｅｓ２．２带ＬＣ滤波的并网逆变器电压控制２．２．１带ＬＣ滤波的逆变主电路拓扑结构微电网中的单机逆变主电路拓扑与常规逆变电源的主电路结构没有差异，本 系统中各分布式电源逆变单元的主电路均采用电压型全桥逆变主电路，逆变桥的 后级经ＬＣ滤波器来滤除输出电压中的高次谐波，其拓扑结构【２８】如图２．８所示，其 中没有考虑滤波电感和电容的等效串联电阻。图中吃为系统直流输入电压，三和Ｃ 为系统输出滤波电感和电容，Ｚ是系统的负载阻抗，本文中负载一般取为纯阻性， 以Ｒ表示（以下皆同）。．鱼一图２．８带ＬＣ滤波的逆变主电路拓扑Ｆｉｇ．２－８ Ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣ ｆｉｌｔｅｒ１５北京交通大学硕十学位论文负载端电压与逆变单元输出电压之间的频域传递函数为： （２－１６）Ｇ（Ｊ）＝面再石Ｒ丽本文中，逆变器采用ＳＰＷＭ调制，ＰＷＭ驱动脉冲通过三角波调制法产生。 逆变器后级电路开环系统结构如图２－９所示，为一个二阶系统。‰（ｆ）＝ｖｃ（ｔ）……■’图２－９带ＬＣ滤波的逆变电源主电路等效电路框图Ｆｉｇ．２―９ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅｉｎｖｅｒｔｅｒ、Ⅳｉｔｈ ＬＣｆｉｌｔｅｒ２．２．２ＬＣ滤波电感、电容参数设计为了使ＰＷＭ逆变器具有较好的输出波形，针对其谐波次数较高的特点，采用 二阶ＬＣ低通滤波网络【２９１。滤波器的设计目标包括：①输出电压的谐波含量小；② 滤波参数和体积小；③滤波器的阻频特性好；④滤波系统消耗的功率小。根据以上原则，即可对滤波器的特性进行分析。 ＬＣ滤波器的传递函数为：式中，ｑ为Ｌｃ谐振角频率，ｑ＝ｌ／４Ｚ－石；孝为阻尼系数，孝＝√￡／（２Ｒ，ｆＣ）。设计ＬＣ滤波器时，首先选定其截止频率，从而消除变频器输出电压中的大部 分谐波。如图２．１０所示，为采用ＳＰＷＭ调制的ＰＷＭ逆变器输出电压的谐波分布 图，系统的载波频率为５０００Ｈｚ，由图可见，谐波主要分布在以载波频率及其整数倍为中心的频带上。器２志２Ｓ 一＝一∽（５）缈，２＋２善ｓ＋ｌ‘仁忉、。－Ｚ－－，Ｉ吃１６并网逆变器的电压控制图２．１０Ｆｉｇ．２－１０ＰＷＭ逆变器输出电压的谐波特性 ｏｆＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒＴｈｅ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ为了使滤波器输出电压接近正弦波，同时又不会引起谐振问题，ＬＣ滤波器的 截止频率．ｆ＝１／（２万√上Ｃ）必须要远小于ＰＷＭ电压中所含有的最低次谐波频率， 同时又要远大于基波频率。故ＬＣ的截止频率．疋选为：ａｏｆ，＜筑≮允椭ｊｎ）式中彳为基波频率，石。。。ｊｎ）为最低次谐波频率。（２－１８）对于高频的ＰＷＭ逆变器，载波频率远大于１０倍的基波频率，故．，：选为载波频率的ｌ／ｌＯ～１／５。在选定ＬＣ滤波器截止频率的情况下，电容值应最大化而电感值应最小化。但 是，随着电容的增大会增大无功功率，从而使电源额定值变大。所以，电容值应 有一定的限制。下面介绍Ｌ，Ｃ参数选择的几条原则。（１）电感的选择。滤波电感的选择首先要考虑基波在电感上的压降不能超过一定的范围，一般要求在３％～５％；其次，电感值的选择要使谐波电流的有效值在 逆变器电流容量的１０％＂－＇２０％，否则逆变器可能由于谐波电流过大而进入保护状太，ｔ：一ｏ（２）电容的选择。在低频即调制基波频率范围时，容抗大于感抗，此时电容 是主要的限流元件。电容值决定电容支路的基波电流，从而影响基波损耗。选择电容值时要使得空载时流经电容支路的基波电流不超过逆变器电流输出容量的 ｌＯ％。另外，电容电感值的选择还要受到截止频率的限制。（３）调制深度ａ对参数选择的影响。电感的最小值的确定要考虑到调制深度ａ的影响，同一电感值时谐波电流随着调制深度的增大而增大，而同一调制深度时１７北京交通大学硕十学位论文谐波电流随着电感值的增大而减小。本文在调制深度ａ为ｌ的情况下选择电感值， 这样当调制深度ａ变小时仍能满足要求。由（２）知，电容Ｃ的上限值可以根据电 容支路的基波电流不超过逆变器电流输出容量的１０％来确定，即Ｌ：虬×２ｘｆｃ：―ａｅｔｊｒ―ｆＣ＜如×１０％Ｖ２（２―１９）式中：Ｊ，表示电容支路的基波电流；，Ⅳ表示逆变器的电流输出容量；调制深度ａ 取不同值时电容Ｃ的最大值不同。综合截止频率及以上三方面即可以确定Ｌ、Ｃ的参数。２．２．３带ＬＣ滤波的并网逆变器双环控制框架对一个闭环系统而言，控制系统设计和主电路的设计同样重要，合理设计控制回路才能保证系统『Ｆ常、可靠地工作，并达到预期的性能指标。稳定是控制系统能够运行的首要条件，对控制系统的设计要求主要包括稳态 性能、动态性能以及系统的抗干扰能力等方面。在频域设计中，稳定性决定于系 统开环传递函数的幅值裕度和相角裕度。开环频率特性的低频段表征了闭环系统 的稳定性能；开环频率特性的中频段表征了闭环系统的动态性能，包括超调量、 调节时间等指标；开环频率特性的高频段则表征了闭环系统的复杂性和噪声抑制 性能。因此，用频域法设计控制系统的实质，就是在系统中加入频率特性合适的 校Ｊ下装置，以保证逆变电源的输出达到预定的指标。 本文采用输出电压／电流瞬时双闭环控制策略，内环是电感电流瞬时调节环， 用以提高系统的动态性能；外环是瞬时电压控制环，用于改善系统输出电压的波 形，使其具有较高的输出精度。 系统瞬时双闭环系统在两相静止坐标系下的实现如图２．１１所示，其中电流坏 采用比例调节，电压外环则采用第一节中提出的矢量调节器。电压外环调节器的 输入为系统输出负载端电压ｖ‰。的瞬时采样反馈信号与给定正弦电压参考信号虻删相比较得到的误差信号，其输出与系统输出负载端电流屯。ｄ之和则作为电流内 环调节器的给定信号ｆ：。ｆ：与电感电流ｆ，的瞬时反馈信号相比较得到的误差信号经电流内环调节器运算后，输出的信号与电压指令前馈信号相加即为ＳＰＷＭ控制器 的输入信号疋，，，用以控制ＳＰＷＭ驱动脉冲的产生。并网逆变器的电压控制图２．１ｌＦｉｇ．２－１ １带ＬＣ滤波的逆变器输出电压控制结构图Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｌｌ ＬＣ ｆｉｌｔｅｒ２．２．４电感电流的闭环设计依照双环控制系统先内环后外环的设计原则，应先对逆变单元电感电流内环 进行设计。电流内环的控制需保证电流闭环具有较好的稳定性，同时具有较快的 动态响应和抗噪声干扰能力，所以采用比例调节器。由图２．１ｌ可得如图２．１２（ａ）所示的瞬时内环控制器等效图，图（ｂ）为控制器在Ｑ Ｂ两相静止坐标系下的实现。Ｖｉｎｖ★（ａ）ｉｔ．。ａＶＬｏａｄ，ａｖ－ｎｖ．ａ★Ｖｉｎｖ，Ｂ★ＩＬ，１３（ｂ）图２．１２Ｆｉｇ．２－１ ２电感电流控制框图：（ａ）空间矢量框图；（ｂ）在Ｇｔ、ｐ轴上的实现Ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒｆｏｒ（ａ）ｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｑｕａｎｔｉｔｉｅｓ，（ｂ）ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ仅ｐｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ ｑｕａｎｔｉｔｉｅｓ１９北京交通大学硕十学位论文由于电流内环设计的响应速度很快，而输出电压在滤波电容的作用下需要经过延迟后才能做出响应，因此可以近似认为在一个开关周期内，系统逆变输出电压不变。可得电流环的开环传递函数为Ｆｑ。（Ｊ）＝≠ 上Ｊ（２―２０）可见电流内环为一阶系统，为了利于电压外环设计，电流闭环后系统阶次应 不变，且不增加相角延迟，加大控制器增益，可以提高系统的开环增益，减小系统稳态误差，从而提高系统的控制精度，则设计系统的比例调节器为：Ｋｃ＝Ｌ％其中，带宽织，＝２ｘ（５００）Ｈｚ。（２－２１）所设计的系统开环传递函数的波特图如图２．１３所示。ｉ｜ ．罟ｅ啪∞ ～∞ ∞∞ｏ～、～『＾／＇ ～ ～ｈ～～、 ～８ｐ）∞ｐｒＩ鼍才王一２０ －４０ 一８９ｔ?＝，．８９．５譬 已。?９０―――――――－―?―――――～?一－９０．５譬 ｆ－９１ １０‘＇ １００ １０１１０ｚＦｒｅｑｕｅｎｃｙ（№）图２．１３电流环开环传递函数波特图Ｆｉｇ．２―１３ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆｔｈｅ ｌｏｏｐ ｇａｉｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｌｏｏｐ系统的闭环传递函数为Ｇ一“Ｄ２南１＋ｓＩ－＝．１Ｑ‘２２’Ｉ蜂／其波特图如图２．１４所示，为带宽为鳞，的一阶低通系统。原则上虽可以通过增大前向通道的调节器增益来扩大带宽范围，但会导致系统的抗噪声干扰能力下降。同 时由于在设计时近似忽略了外环输出电压对内环的影响，所以过高的比例调节系数可能会导致系统的相角裕度变小，使系统变得不稳定，实际系统中调节器的增益取值可能要比设计值低得多。ｏ｛ ；一｛一Ｉ―ｔ加 ｒ一一一１一一一一，一一？ｒｌ一？一一一’’ｉ： ５；：啪；―ｇｖ童葺簟－譬ｚ 锄 ｝氆渤ｏ◆蓼并网逆变器的电压控制 ｔ＋ｉ…～ｌ～一一～一ｔ＼一； ；、弋：，ｉ ｝５ ：：： ｛一 ｛ｚ：！：＼，：！：。；ｆ：｛’｛＇：！‘｝｝－ｊ。；一ｉ一一？一；一？‘＼ｉ一一～一ｌ一７＼二一一ｌ：＼！：ｆ：｝：；：‘‘ｌ ｊ：’ｉ―ｊＩ｝ｊｆ‘一一ｊ一一，一ｔ一－０ ｉ Ｌ二一，。ｊ一一－ ；：：：；：。，；ｊ二、＼。一｛一二．。ｊ。＝‘｛一…！＿ｒ。ｒ，一一一叫一一，一：…÷｛｛：：ｉ一１一一…：二、、’ｒ ｋ● ｆ＼ｉ一：ｊ弋＼；＼，， ＼５：：ｌ．ｉ’一一：一‘：‘？：一：ｉ一”一一ｊ一“一‘，…：…ｉ一一！。ｔ；暑ｉ舶差－∞１０’＇０２Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ１０＝１０．ＩＨ时图２．１４电流环闭环传递函数波特图Ｆｉｇ．２―１４ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆｔｈｅ ｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐ ｇａｉｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｌｏｏｐ２．２．５电容电压的闭环设计逆变器输出电压的跟踪控制是并网逆变器控制的关键点，不同的算法会导致不同的输出电压响应速度与控制精度。 由图２．１ ｌ可知，电压环的开环传递函数为ｌｑ。（ｓ）＝ｑ。（ｓ）ｑ式中，Ｇ－，，（Ｊ）为电压环的控制器传递函数。ｄ（ｓ）ｉ，Ｉｔ（２―２３）Ｌ，Ｊ在进行电压外环设计时，通常选择外环的截止频率为电流内环截止频率的Ｉ／５甚至更低，这样就可以在设计时认为此时的电流己跟踪参考指令电流变化，将电 流内环等效为放大增益约为ｌ的比例环节，故简化后的电压开环控制器为ｑ一。（ｓ）＝ｑ一。（ｓ）石Ｉ ｑ。（ｓ）＝Ｋｖ瓯。（ｓ）式中，Ｋｖ＝ｃｏｏＣ，取％＝（１／５）％＝２００ａ＂Ｈｚ。（２－２４）此处，电压控制器采用２．１．３小节提出的不平衡系统中的矢量调节器， 故有（２－２５）如图２．１５（ａ）所示的电压外环控制器等效图，图（ｂ）为控制器在ａ Ｂ两相 静止坐标系下的实现。２１北京交通大学硕士学位论文ＶＶ．～姐ＶＬｏａｄ。１３ （ｂ）Ｖ图２．１５电容电压控制框图：（ａ）空间欠量框图；（ｂ）在ｎ、Ｂ轴上的实现Ｆｉｇ．２－１５ Ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｏｒｆｏｒ（ａ）ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒｑｕａｎｔｉｔｉｅｓ，（ｂ）ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ａｐｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ ｑｕａｎｔｉｔｉｅｓ式（２．２３）的波特图如图２．１６所示，其对应的闭环波特图如图２．１７所示。可见， 系统在５０Ｈｚ附近增益为单位增益，且有良好的相角裕度，系统不仅具有很好的动 态性能，同时也满足稳定性要求。ｔＩｏａｅＤｉａｇｒａｍ１５０，ｏｏｌ妻∞ｌ～～～―～～．。ｊ ．～。～～～；、’、‘～。‘～、、、－一．，、――～～耋。一一――一，一，一／ｊ、、？、～～、一．．． 耋 一～～～～～?５０ 一９０台‘＇３５暑．１８０～～～。一～一差－２２５图２．１６电压环开环传递函数波特图Ｆｉｇ．２―１ ６ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｌｏｏｐ ｇａｉｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｌｏｏｐ并网逆交器的电压控制２０ｒ――ｔ～一ｒ一１一ｒ１ｒｉＢｏｄｅｌ囊椰 ７１…丌Ｔ＋ｒ… ：―ｒ一＂ｊ…一?吖吖Ｔ’”１已●譬器孟图２．１７电压环闭环传递函数波特图Ｆｉｇ．２―１７ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆｔｈｅ ｃｌｏｓｅｄ?ｌｏｏｐ ｇａｉｎ ｆｏｒ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ ｌｏｏｐ２．３带ＬＣＬ滤波的并网逆变器电压控制２．３．１带ＬＣＬ滤波的逆变主电路拓扑结构引入ＬＣＬ滤波后，系统变为三阶，其控制更为复杂，并且在某些高次谐波电 流下，ＬＣＬ滤波器的总阻抗接近零，将导致谐振效应，影响系统的稳态性能。一 般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题。 如图２．１８，为带ＬＣＬ滤波的逆变器主电路拓扑结构图【３”¨，逆变桥的后级经 ＬＣＬ滤波器来滤除输出电压中的高次谐波，同样的，没有考虑滤波电感和电容的 等效串联电阻。图中吃为系统直流输入电压，厶、厶和Ｃ为系统输出滤波电感和电容，Ｒ是系统的负载。 逆变器后级开环系统结构框图如图２．１９所示，系统为一个三阶系统，若直接 进行控制则比较复杂，故想办法将系统进行降阶处理。本文中，将负载变化引起的影响，即ｉＬ２（ｔ）作为系统的干扰，选择滤波电容上的电压ｖｃ（ｔ）作为系统的控制量，此时，系统即降为“二阶’’，便于进行控制器的设计。北京交通大学硕士学位论文Ｉ赴图２．１８带ＬＣＬ滤波的逆变主电路拓扑Ｆｉｇ．２－１ ８ Ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣＬ ｆｉｌｔｅｒ％ｖ（ｆ）一ｔ攀一秫嘉懵ｒ悃．ｂ！‘２（ｆ）图２．１９带ＬＣＬ滤波的逆变电源主电路等效电路框图Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅＦｉｇ．２－１ ９ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣＬ ｆｉｌｔｅｒ２．３．２ＬＣＬ滤波电感、电容参数设计ＬＣＬ滤波器中的ＬＣ部分主要用于减小高频的电流纹波，电容Ｃ可以为ＰＷＭ纹波电流中的高频分量提供低阻抗的通道。由图２．１９知两个电感电流对输入电压屹，（ｆ）的传递函数为【３２】ｑ∽２端＝苗Ｉ等 啪）＝嚣＝＿驷ｌ：Ｚ＋＇２≯式中，ｚ’＝１／ｘ／－ｆｆ２２Ｃ，缈’＝√（厶＋Ｌｚ）／１１ＬｚＣ。滤波器的参数应为基值的百分数，基值为：ｐ２６，（２－２７）ＬＣＬ滤波器参数需要考虑逆变器的功率等级、交流频率以及开关频率等因素。｛乙＝Ｅ２／￡（２－２８） 【Ｇ＝１／魄乙式中：Ｅ为额定线电压有效值；只为额定功率；ｃｏ．为交流频率。 ＬＣＬ滤波器参数的选取要充分考虑限制因素的影响，参数计算分为以下步骤： （１）根据滤波ＰＷＭ逆变器的模型，算出总电感。电网侧电感可以作为逆变２４并网逆变器的电压控制器输出侧电感的一部份，厶＝厂厶；（２）选择在额定条件下被吸收的无功功率来决定电容值，Ｃ＝ｚＧ，电容值 影响额定功率下的功率因数，应避免出现电容选取不当而使功率因数降低很多的情况：（３）选择所要求的纹波减幅，从而获得ｒ，然后计算出电网侧电感。由式（２．２６）、（２－２７）可得：Ｇ３∽＝篇＝等可以看出，厶有谐波电流再次减幅的作用，开关频率及其倍数的谐波最大。 （４）求出谐振频率：，（２－２９）１五倪２石较低和较高频谱部分的谐振问题。（２―３０）谐振频率的范围应该在１０倍的交流电压频率与１／２的开关频率之间，避免在２．３．３带ＬＣＬ滤波的并网逆变器双环控制设计框架如２．３．１小节所述，选择滤波电容上的电压ｖｃ（ｔ）作为系统的控制量，将负载变 化引起的影响，即ｉＬ２（ｔ）作为系统的干扰，将系统看作二阶系统来进行控制器的设 计。与带ＬＣ滤波的逆变器控制类似，带ＬＣＬ滤波的逆变器同样采用电压和电流双环控制。该双闭环控制系统在两相静止坐标系下的实现如图２．２０所示，其中电流环仍 采用比例调节，电压外环也还是采用第一节中提出的矢量调节器。与带ＬＣ滤波的 逆变器控制不同的是，电压外环调节器的输入不仅仅是系统逆变滤波电容电压屹的瞬时采样反馈信号与给定正弦电压参考信号《，相比较得到的误差信号，还包括电感厶上的压降补偿，即图中电压指令补偿部分。经过电压控制器后，输出量与 电感厶上电流之和，作为电流内环调节器的给定信号广：。。ｆ’：．与电感电流ｆｕ的瞬时反馈信号相比较得到的误差信号经电流内环调节器运算后，输出的信号与电压指令前馈信号相加即为ＳＰＷＭ控制器的输入信号，用以控制ＳＰＷＭ驱动脉冲的产生。除了以上所述区别外，带ＬＣＬ滤波的逆变器双环控制器的电压环和电流环设计原理，与带ＬＣ滤波的逆变器控制相同，见２．２．４和２．２．５小节，这里不再赘述， 下面将介绍一下本部分用到的电压指令补偿器。北京交通大学硕士学位论文图２．２０带ＬＣＬ滤波的逆变器输出电压控制结构图Ｆｉｇ．２―２０ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｆｏｒ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣＬ ｆｉｌｔｅｒ２．３．４电压指令补偿器设计方案一当负载发生变化，一，发生变化，进而体现在电压输入指令上。尤其是当出现负载不平衡情况时，需对厶产生的压降的正、负序分量分别进行提取，此时，便用到正序提取器（ＰｏｓｉｔｉｖｅＳｅｑｕｅｎｃｅＳｅｑｕｅｎｃｅＦｉｌｔｅｒ，简称ＰＳＦ）和负序提取器（ＮｅｇａｔｉｖｅＦｉｌｔｅｒ，简称ＮＳＦ），这也是电压指令补偿器的关键技术。电压指令补偿器的具体实现如图２―２１所示，‘，经过正、负序提取后，分别乘以厶的正、负序阻抗后，得到厶上正、负序压降，二者之和作为对电压指令的补偿。＼ｑ盈耀?Ｖ门！塑了］！三：厂一ｌＬ２（。（ｎ一／，ｊ！、ｉＬ￡图２－２１Ｆｉｇ．２?２ １电压指令补偿器框图Ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｍｍａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｍｏｄｉｆｉｅｒ通常，相序提取器主要包括两种技术：平均技术和延迟技术。其中，平均技术主要包含带通或带阻滤波器。目前，采用复系数传递函数模型设计的带通或带阻滤波器的方法已经比较成熟，文献【３３】提出了一种正序分量提取器，如图２．２２所 示，该提取器不需要锁相环，低通滤波器，也不需要进行复杂的坐标变换计算，即提取出所需要的正序基波分量，滤除负序及谐波分量。通过对其控制框图进行并网逆变器的电压控制计算，求得其闭环传递函数如式（２．３１）所示，由本章第一节的内容可知，该传递 函数为一个基于静止坐标系的复系数传递函数，该提取器为一个复数滤波器。Ｇｙ．脚２态ｓ－ｊｃｏｓｏ（２－３１）ｌ＋―― Ｋ式中，Ｋ表示比例系数。图２－２２正序分量提取器框图Ｆｉｇ．２―２２ Ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｆｉｌｔｅｒ本文对该提取器进行了相关的分析和研究，首先分别取Ｋ＝５，５０，１００，作式 （２－３１）的正、负序分量波特图分别如图２．２３（ａ）、（ｂ）所示。舢Ｉ呻矾Ｏ， ／７ ．∞：。、一～．．．＝由?，脚瑚∞一 ∞一，ｗ舞为，７’＼￡＝５；｛＝ｊ７：Ｏ ４奄＝Ｏ＝？，ｊ“墙ｄ细单哪ｑｌ掩｝口１一舭一一二：：二一兰羔：竺一．，＇口３ ｔ矿 １０１Ｒ婶Ｈ研Ｉ№）ｔ矿（ａ）（Ｕ 图２－２３正序基波提取器波特图：（ａ）正序分量；（ｂ）负序分量Ｆｉｇ．２―２３ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｆｉｌｔｅｒｆｏｒ（ａ）ｐｏｓｉｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅａｎｄ（ｂ）ｎｅｇａｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｏｆ ｔｈｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ北京交通大学硕士学位论文此外，在Ｍａｌｌａｂ的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下措建该提取器模型，取Ｋ＝５，提取器输入 三相不平衡量（含正序、负序以及３、５次谐波），其中，正序分量为幅值为１０的 三相正弦量，负序分量为幅值为２的三相币弦量，二者初相位差为０，仿真得到系统波形如图２．２４所示，图（町为系统输入三相不平衡量（含谐波），图㈣为输入信号中的正序分量与提取出的正序分量对比．上下分别为Ｕ、ｔ３轴的信号比较，输 出大概经过０ ８ｓ达到完全跟踪输入信号。 由图２－２３可知，ＴＦ序分量提取器的响应和Ｋ值有关：当Ｋ增大时，提取器 对正序的带宽增大，对负序的带阻减小，且系统响应时间加快，但对其他频率信 号的抑制不够：如果让浚提取器对正序５０Ｈｚ保证良好的通过性，则Ｋ值需取比较 小，这样系统响应时间就比较长，而且负序信号的滤波特性变差。（曲 Ｉ型２－２４∞ｌ［序基波提取器仿真波形：（砷二相不平衡输入量；（砷输入信号中的正序分姑与提取出的上｜三序分鼙对比，上面为ａ轴信号，Ｆ面为８轴信号Ｐｉ９２－２４Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓｆｏｒｔｈｅｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅｆｉｌｔｅｒ．（曲ｉｎｐｕｔ ｓｉｇｎａｌｓ（ｂ）ｉｎｐｕｔｐｏｓｉｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃｏｍｐａｒｅｄｗｉｔｈｏｕｔｐｕｔｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｇｏｔｂｙＰＳＦ２．３．５电压指令补偿器设计方案二鉴于方案一的不足之处，本文提出一种改进的复系数相序提取器，仿真证明 可阻有效改善正、负序提取性能，以下本文仍以ＰＳＦ为例，介绍该相序提取器的设计方法。本文所提出的相序提取器包括带通和带阻两部分，设计的ＰＳＦ对正序分量的 增益为１，对负序分量增益为０，也就是说５０Ｈｚ对应的ｉＦ序分量完全通过，而其对应的负序分量完全被剔除。该提取器的开环传递函数中包括带通Ｉ／ｆ卜，啦。１和５＋Ｊｍ。两部分，其次，考虑到系统的带宽及相角裕度，擐终设计ＰＳＦ的开环传递并网逆变器的电压控制函数如式２．３２所示。若分别取魄－２０，２００，２０００ｒａｄ／ｓ，作其波特图如图２．２５所示。由图可见，当 ％增大时，该提取器器对正序的带宽增大，对负序的带阻减小，系统在国＝＋鸭。处一。５面积碉 Ｇ―ｐｓｅ一。５糕（２＿３２） ｕ＿ｊ印的增益为无穷大，在彩＝一‰处的增益为０，故可知，当采用相应的闭环系统时， 可以跟踪国＝＋‰分量，而滤除缈＝一鸭。分量，而且其响应速度比较快，受ＣＯｏ的影响比较小。由ｍ一茎；４０－一／Ｗｉ｛ ＝ ｌ 薯?，暑―――～＼、影∥ｔ弋＿＝锄，～一．、。ｊ／，，１＼＃＼、Ｗ ｊＩ＼．．’。……’ １ ｑ３ｎⅣＩ等’＼ｍ一舢∞?－――――――――――――――――“――＿…”一＋’再０一－．－一． 。ｆＩ弗 脚．．｝…?ｆ宙 讨舳－＿ｑｌ嘲’：＋＝：‘’●砖碡订ｍ嗍ｌ嘲竹Ｉ（ａ）（ｂ）图２．２５正序分量提取器开环传递函数波特图：（ａ）正序分量；（ｂ）负序分量Ｆｉｇ．２－２５ Ｂｏｄｅ ｐｌｏｔ ｏｆ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｆｅｒ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｏｆ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｆｉｌｔｅｒｆｏｒ（ａ）ｐｏｓｉｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅ ａｎｄ（ｂ）ｎｅｇａｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｏｆ ｔｈｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ在Ｍａｔｌａｂ的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下搭建正序提取器模型，取‰＝２００ ｒａｄ／ｓ，提取器 的输入为三相不平衡量，由正序分量和负序分量两部分组成，其中，正序分量为 幅值为ｌＯ的三相正弦量，负序分量为幅值为２的三相正弦量，二者初相位差为０，仿真得到系统波形如图２．２６所示，图（ａ）为系统输入三相不平衡量，图（ｂ）为输入信 号中的正序分量与提取出的正序分量对比，上下分别为ａ、１３轴的信号比较，输出大概经过一个基波周期０．０２ｓ即可完全跟踪输入信号，系统响应速度较方案一要 快很多。北京交通大学硕士学位论文幂嚣（ａ） 图２－２６正序分龄提取器仿真波形：（ａ）－－：相不平衡输入量；（ｂ）输入信号中的止序分量与提取 出的正序分量对比，上面为ａ轴信号，下面为Ｂ轴信号Ｆｉｇ．２―２６Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｆｉｌｔｅｒ．（ａ）ｉｎｐｕｔ ｓｉｇｎａｌｓ（ｂ）ｉｎｐｕｔ ｐｏｓｉｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃｏｍｐａｒｅｄ、Ⅳｉｔｌｌ系统的闭环传递函数如下所示：其在两相静止坐标系下的框图如图２―２７所示。ｕｔｐ％２珊１ｏｕｔｐｕｔｐｏｓｉｔｉｖｅｓｅｑｕｅｎｃｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｇｏｔｂｙ ＰＳＦ（２－３３）图２．２７正序分量提取器闭环传递函数在两相静止坐标系下的框图Ｆｉｇ．２?２７ Ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｉｌｌｕｓｔｒａｔｉｎｇ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｆｉｌｔｅｒ负序分量提取器的设计与正序分量提取器相同，其闭坏传递函数如下：‰２ｉ丽翮１ １＋一荔嚣三蒿歹哩钒Ｉ Ｊ一，续。Ｉ（２―３４）其框图只需将图２．２７中的输入端和输出端的Ｑ、Ｂ量互换即可。并网逆变器的电压控制２．４并网逆变器电压控制的仿真和实验为了验证本章理论分析的正确性，本文利用Ｍａｔｌａｂ中的Ｓｉｍｕｌｉｎｋ以及 Ｓｉｍ．ＰｏｗｅｒＳｙｓｔｏｎ工具箱中的器件模型分别建立了带ＬＣ和ＬＣＬ滤波的并网逆变器 电压控制系统模型，并在此基础上进行了仿真和分析。２．４．１带ＬＣ滤波的并网逆变器双环控制仿真在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，建立带ＬＣ滤波的并网逆变器模型如图２．２８所示， （ａ）为系统的整体模型，由电压指令模块、控制器模块、主电路模块三部分组成， 其中，电压指令模块内部为２２０Ｖ三相对称电压源，经过三相静止坐标系到两相静 止坐标系变换，输出ａ、Ｂ轴分量。（ｂ）为控制器模块的内部电路，包括电压电 流双环控制器。（ｃ）为主电路模块，包括直流电源，ＰＷＭ发生器，ＩＧＢＴ逆变电路，ＬＣ滤波器以及负载。根据前面的理论设计系统的参数见表２．１。３１北京交通大学硕士学位论文ｉＬｏａｄ＿ｂ（ｂ）（ｃ） 图２．２８带ＬＣ滤波的并网逆变器仿真模型Ｆｉｇ．２－２８Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ谢廿ｌ ＬＣ ｆｉｌｔｅｒ表２．１Ｔａｂｌｅ．２―１带ＬＣ滤波的并网逆变器模型参数Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣ ｆｉｌｔｅｒ基于以上所建立的仿真模型，以下进行了逆变器带平衡、不平衡负载时仿真， 仿真结果和分析如下。３２并网逆变器的电压控制算例１：平衡负载仿真分析。 本算例中，负载为三相平衡负载，参数见表２．１，切换电压指令，观察系统的 动态响应。线电压指令有效值最初为额定值３１１Ｖ，０．１ｓ时变为额定值的７０％，即 ２１７．７Ｖ，０．１５ｓ时变回额定值，仿真结果如图２．２９所示，上面为电压指令波形，下面为负载电压波形。由图可见，平衡条件下，负载电压可以有效跟踪电压指令，并且当参考指令 发生变化时，控制系统能迅速调整逆变器的输出电压，在发生变化一个半周期后回到稳态，响应很平稳。图２．２９平衡条件下线电压指令波形和负载线电压波形的比较Ｆｉｇ．２－２９Ｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｍｍａｎｄ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｌｏａｄ ｕｎｄｅｒｂａｌａｎｃｅｄｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ算例２：不平衡负载仿真分析。当负载发生不平衡时，观察系统的动态响应。０．１ｓ时，ｃ相负载由０ｆ２变为１５Ｑ，０．１５ｓ时变回０Ｑ，仿真结果如图２．３０所示，首先观察系统输出电压和电流的 响应，如图（ａ）由上至下为负载线电压指令和实际的线电压值，图（ｂ）由上至下分别为“。。、‰和ｔ，可见当负载在平衡和不平衡之间变化时，系统经过两个左右的基波周期，达到稳态，变化过程中由于电流的瞬时变化，电压中会出现一些 毛刺，稳态时，负载线电压始终跟随线电压指令，证明了所设计的瞬时双环控制 器的良好控制性能。３３北京交通大学硕十学位论文喜１０ａ：瓦夏万ｉ孓蕊（ａ） （ｂ）喜。令讲＼∥＼７今√！｝、＼√氏爿 ‘１０＠。０．旨――｛ｒ――菇ｉ――一未ｒ―１志广―气孟―叫２图２．３０并网逆变器负载出现不平衡电压控制仿真波形Ｆｉｇ．２－３０Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｕｎｄｅｒ ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ２．４．２带ＬＣ滤波的并网逆变器双比例闭环控制仿真由于所设计的并网逆变器的电压控制策略的传递函数为复系数传递函数，使 用ＤＳＰ实现时存在一定困难，故本文在实验实现时采用了相对比较简单的双比例 闭环控制，在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下搭建并网逆变器的双比例闭环控制器如图２．３１所示，比例环节的系数以及并网逆变器其他部分同图２．２８中的模型。１，．―，―屯＞―◆产矿眵一丐 ｇ一掣。二√Ｕ ｂ～广◆２）一Ｕｃ ｂ一ＱＤ一吲图２．３１并网逆变器双比例闭环控制器Ｆｉｇ．２―３ １Ｄｏｕｂｌｅ ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎ ｃｌｏｓｅｄ―ｌｏｏｐ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｏｆ ｔｈｅ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ取负载为三相平衡负载，系统参数同上，仿真得到系统的稳态运行波形如图２．３２所示，上面为电压指令波形，下面为负载电压波形。由图可见，平衡条件下， 负载电压大致可以跟踪电压指令，在相位上存在微小差别。在前面仿真基础上，取０．１２ｓ时三相负载断丌，仿真结果如图２．３３所示， 负并网逆变器的电压控制载断开瞬间，电压略微增大，经过半个基波周期达到稳态跟踪电压指令。 若取Ｏ．１２ｓ时，系统从到空载到带载，仿真结果如图２．３４所示，开关合上瞬 间，电压出现小的波动，但很快便回到稳态。由于采用比例控制，因此系统存在稳态误差。线电压指令ｔ（ｓ）负载线电压图２．３２平衡条件下线电压指令波形和负载线电压波形的比较Ｆｉｇ．２―３２Ｗａｖｅｓｏｆ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｍｍａｎｄｃｏｍｐａｒｅｄ谢ｔｈｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｌｏａｄｕｎｄｅｒ ｂａｌａｎｃｅｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ线电压指令Ｏ０．１０．１１０．１２０．１３０．１４０．１５０．１６“ｓ） 负载线电压一＞一一＞００．１０．１１Ｏ．１２０．１３０．１４０．１５０．１６ｔ（ｓ）图２．３３三相平衡负载断开时的系统的响应Ｆｉｇ．２－３３ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｗｈｅｎ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｌｏａｄ ｗａｓ ａｂｒｕｐｔｌｙｄｉｓｃｏｎｎｅｃｔｅｄ３５北京交通大学硕士学位论文线电压指令０ 一＞）＿＝ｌ￡＞０．０８０．０９０．１０．１１０．１２０．１３０．１４０．１５ｔ（ｓ） 负载线电压一＾）Ｊ＞Ｏ０．０８０．∞０．１０．１１Ｏ．１２０．１３０．１４０．１５ｔ（ｓ）图２．３４系统由空载到带载的响应Ｆｉｇ．２－３４ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｆｒｏｍ ｗｉｔｈｏｕｔ ｌｏａｄ ｔＯ ｗｉｔｈ ｂａｌａｎｃｅｄ ｌｏａｄ２．４．３带ＬＣＬ滤波的并网逆变器电压控制仿真在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下，建立带ＬＣＬ滤波的并网逆变器模型如图２．３５所（ａ）并网逆变器的电压控制（ｂ）（Ｃ）图２．３５带ＬＣＬ滤波的并网逆变器仿真模型Ｆｉｇ．２－３５ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣＬ ｆｉｌｔｅｒ图２．３５中，（ａ）为系统的整体模型，由电压指令模块、控制器模块、主电路 模块三部分组成，其中，电压指令模块内部为２２０Ｖ三相对称电压源，经过三相静 止坐标系到两相静止坐标系变换，输出Ｑ、Ｂ轴分量。（ｂ）为控制器模块的内部电路，包括电压电流双环控制器和电压指令补偿器，其中，电压指令补偿器采用上述方案二设计的相序提取器，（ｃ）为主电路模块，包括直流电源，ＰＷＭ发生器，ＩＧＢＴ逆变电路，ＬＣＬ滤波器以及负载。系统的具体参数见表２．２。北京交通大学硕士学位论文表２．２带ＬＣＬ滤波的并网逆变器模型参数Ｔａｂｌｅ．２－２ Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｇｒｉｄ―ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＬＣＬ ｆｉｌｔｅｒ基于以上仿真模型，进行了逆变器带平衡、不平衡负载时仿真，仿真结果和分析如下。算例１：平衡负载仿真分析。本算例中，负载为三相平衡负载，参数见表２―２，切换电压指令，观察系统的动态响应。电压指令有效值最初为额定值２２０Ｖ，Ｏ．１ｓ时变为２２０Ｖ的７０％，即１５４Ｖ， ０．１５ｓ时变回额定值２２０Ｖ，仿真结果如图２．３６所示，上面为电压指令波形，下面 为负载电压波形。 由图可见，平衡条件下，负载电压可以有效跟踪电压指令，并且当参考指令 发生变化时，控制系统能迅速调整逆变器的输出电压，在发生变化一个周期后回 到稳态，响应非常平稳。喜麟Ｉ）毁辫懋’㈠／．：＼？；：ｊ Ｘ ｉ：Ｘ７、厂１ ０ｊ＼，一、，‘Ｖ√“：＼１，‘ｊ“？弋ｆ：。、；；二一器一图２．３６平衡条件卜．负载电压线波形和线电压指令波形Ｆｉｇ．２―３６Ｗａｖｅｓｏｆ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｍｍａｎｄ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｌｉｎｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｌｏａｄ ｕｎｄｅｒ ｂａｌａｎｃｅｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ算例２：不平衡负载仿真分析。３８并网逆变器的电压控制当负载发生不平衡时，观察系统的动态响应。０．１ｓ时，ｃ相负载由０ｆ２变为１５Ｑ，０．１５ｓ时变回ＯＱ，仿真结果如图２．３７所示。重量匿叁奎：叁筮蕉塑 喜要匿蒌垂垂蘧爹兰匿歪至鲨型型（ｂ）；三匦墼壅婆墼囹 ｝三匡垂垡翌塑匿【ａ，§．ｔ；匡辇兰鲤Ｉ（ｃ） Ｆｉｇ．２－３７（ｄ）图２．３７并网逆变器负载出现不平衡电压控制仿真波形Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｇｒｉｄ－ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｕｎｄｅｒ ｕｎｂａｌａｎｃｅｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ首先观察系统输出电压和电流的响应，如图（ａ）由上至下为负载线电压指令 和实际的线电压值，图（ｂ）由上至下分别为％。、‰和Ｃ，可见当负载在平衡和不平衡之间变化时，系统经过一个半的基波周期，达到稳态，变化过程中由于电流的瞬时变化，电压中会出现一些毛刺，稳态时，负载线电压始终跟随线电压指令，证明了所设计的电压控制器的良好性能。 在不平衡条件下，电压指令补偿器中的ＰＳＦ和ＮＳＦ发挥着重要的作用。如图（ｃ）为电压指令补偿器的输入和输出，由上至下分别为负载电流ｔ，经正负序滤波 器提取后得到的电流Ｊ下序分量ｆ，。和负序分量ｆ，。，可见，所设计的电压指令偿器可以精确提取出正负序电流，保证电感厶压降和电流补偿。此外，还给出了滤波电容Ｃ上的电压和电感厶上的压降，如图（ｄ）所示，本文在前面设计控制电压控制器时，以滤波电容Ｃ上的电压为被控量，由图可见，负３９北京交通大学硕士学位论文载不平衡时，厶上的电流不平衡，其压降也为不平衡量，故得到的电容Ｃ上的电 压指令为三相不平衡量，经过电压控制环的无静差跟踪，得到如图所示电容电压，平衡负载时为三相平衡量，不平衡负载时为三相不平衡量。２．４．４并网逆变器电压控制实验搭建采用ＬＣ滤波的逆变器实验系统，主电路如图２．３８所示，交流侧电源由 三相３８０Ｖ交流电源经自耦调压器输出线电压ＡＣ２２０Ｖ，经过不控整流桥输出直流电压３１１Ｖ，经逆变器后输出额定线电压１ １０Ｖ，系统功率为１．２ｋＷ，逆变器输出经ＬＣ滤波后接三相电阻负载。系统主电路元件参数见表２．３。采用双比例闭环控制 器实现对逆变器的控制，控制参数同２．４．２节。实验系统的实物如图２．３９所示。朗一Ｄ３Ｊ５２Ｔ１ＬｆＬ ｌ２ｌ土Ｖ送《 蔷《 李。ｈ?＿Ｊｌ。，‘Ｉ，、’ｖ、ｒ妒ｆ＼一●―ｆ”，”÷Ｙ’ＪＬ一，’ｖ‘；‘ｖ’．．ｉ＇●●－；卜Ｄ２一 ●．３Ｂ＾ｋＣ詹ｋＤ４Ｄ６Ｚ土Ｚ ∑Ｚ∑ｖ４上 奉ＪＩ； 圣ｊＩ：ｖ２ｒｖ６ ｒＪ ｒＪ笋手笋考。一。）Ｃ＼ｊ蚕ｉ ｌ ｌ图２．３８逆变器的主电路图Ｆｉｇｕｒｅ ２―３８Ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒ表２．３实验系统主电路元件参数Ｔａｂｌｅ ２―３ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ井同逆变器的电压控制图２－３９逆变器的主电路图Ｆｉｇｕｒｅ２－３９ Ｋｉｎｄｐｈｏｔｏｏｆｎ”ｅｘｔｅｒｎａｌｓｙｓｔｅｍ图２―４０为带三相平衡负载情况下的系统稳态电压波形及谐波分析结果。可见， 所采用的双闭环控制器可以实现对平衡条件下对逆变器输出电压的控制，从谐波 分析结果可以看出，所选用ＬＣ滤波器参数适当，可以有效滤除高次谐波。２～ 坩ｎ” ７＿＼｜八；／、。八八： Ｉ 洲龇 州删＼｜ｋＦｉｇ ２４．０舢嘲岫删岫枷ｋ岫 ｈＩ＿“ｂ“。‰“‘―“ｋ岫幽２４０平衡负载时的负载电月澈形及ｉ自波分析Ｗａｖｅｓ ｏｆｌｏａｄｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｈａｒＩＩｌｏｎｉｃ ａｎａｌ），ｓｉｓｕｎｄｅｒｂａｌａｎｃｅｄ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ图２―４ｌ为系统由带载到空载的实验波形，可见，负载断丌后，Ｆ乜压先略微增 大，经过控制器的调节后重新回到原束的稳忐，跟踪电压指＿令。图２－４２为系统由空载到带载的实验波形，负载开关合ｒ后．电ＪＩ罐２幅下降，北京交通大学硕＋学位论文经过控制器的调节后重新回到原来的稳态，跟踪电压指令。●！’：＿：：． ：：：’｜！●。＾‘‘！… 。‘ｉ…ｉ…●一●●＿●●甜Ｉ Ｗ ㈣ 删』Ｉｌ ＩＩ‘’！。。’ Ｉ‘ｌ Ｉ ｌ Ｉ；０ｆ１?ｊ：●ｆＶ蝴！：：＿ ０ ｜ｊ：。 ： ：． ：●●；．?。■ ?’■．。；。．．●；０图２４ｌＦｉｇ．２４ｌ系统由带载到空载的实验波形Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｗｈｅｎ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｌｏａｄ ｗａｓ ａｂｒｕｐｔｌｙ ｄｉｓｃｏｎｎｅｃｔｅｄ图２－４２系统由空载到带载的实验波形Ｆｉｇ．２－４２Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｔｈｅｓｙｓｔｅｍ ｆｒｏｍ ｗｉｔｈｏｕｔ ｌｏａｄ ｔｏ ｗｉｔｈ ｂａｌａｎｃｅｄ ｌｏａｄ４２并网逆变器的功率控制３并网逆变器的功率控制在微电网并网逆变器的控制和管理中，除了对并网逆变器的电压进行控制， 还需上层的能量管理控制，即功率控制单元，为各分布式电源并网逆变器的底层 控制器提供电压控制指令，在前面的章节中，已经详细介绍了并网逆变器的电压 控制器的设计方法，本章将对微电网中并网逆变器的功率控制原理及方法进行详细的阐述。３．１并网逆变器功率控制基本原理并网逆变器的功率控制是在实际微电网运行中需要解决的关键问题之一。当 微电网中的负荷或网络结构发生变化时，如何通过对微电网中各分布式电源进行 有效的协调控制，以保证微电网在不同运行模式下都能够满足负荷的电能质量要求，是微电网能否可靠运行的关键。本文采用了利用分布式电源本地信息的分散控制方法，主要是由分布于各分 布式电源的功率控制系统根据本地检测信号，给出并网逆变器的电压控制信号， 以实现有功和无功负荷分配、频率和电压调整等功能。结果证明该方法比较符合 微电网内分布式电源和负荷所具有的分散性特点，能够有效维持系统在不同情况 下的稳定运行。 如图３．１所示，为一个逆变分布式电源的简化示意图。由多个这样的电源及其 他相关单元按照一定方式连接，就可以组成一个微电网。咒骁ｆ………＇，＝ＶｅＪ吨ｏ，｛⑧一卜，＆图３．１Ｆｉｇ．３一ｌ逆变分布式电源简化为可控电压源示意图ａＶｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｅｄ ＤＲ’ｓ ａｎａｌｏｇｙ ｔｏｖｏｌｔａｇｅ．￥ＯＵＦＣｅ ｆｏｒ ｐｏｗｅｒ ｓｔｕｄｉｅｓ４３北京交通大学硕士学位论文微电网是一个复杂系统，输出交流电压的各台逆变电源可以等效为可控电压 源，如图３－１中所示，其频率、相位、幅值必须相互协调配合，共同负担负载电流。 功率控制器的作用如图３．２所示，分布式电源实际输出的有功和无功功率，经过功 率控制器，得到电压和频率的增量，加至逆变器原有的电压控制器的电压指令中， 即得到微电网中并网逆变器的最终的电压指令。％ 乞 Ｑｙ‘●鸭ｏ≮≯々ＦＺｏ ｒ丫Ｅ，Ｌ儿Ｓ，牵（‘一一，）置么点｜Ｉ（７一、√）、、～ｌ一７。丁。］一’７图３．３两逆变电源并联等效电路图ｉ，＝Ｐ＋＿，Ｑ＝言７：三茎◆］。，：。，２，ｃ３一?，Ｆｉｇ．３―３ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ