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关于运放输入信号过强造成输出变成一条直线的问题
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关于运放输入信号过强造成输出变成一条直线的问题
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我用高速运放ADM带宽）搭了一个简单的同相放大器：
1－供电电压是正负5V；
2－反馈电阻是1.5k欧姆，增益电阻是100欧姆；（放大倍数是16倍）
3－同相端对地接了一个50欧姆的匹配电阻；
4－1MHz交流信号通过一个104的高频电容耦合到同相端；
现在的问题是：
1－在输出峰峰值没有达到正负4V（AD8011可以输出的最大电压）之前，放大倍数和输出波形都很完美；
2－继续加大输入信号的幅值，输出信号并没有变成设想中的顶部被削平的失真的正弦波，而是变成了一条直线，电压是正4V或者负4V（随机的，每次都不尽相同）。这时候把示波器切换成交流耦合方式，可以看到输出端有10mV左右的交流分量。
请大家一起讨论一下，谢谢！
补充一下，低频的时候没问题。
在高频大信号下，内部有一级放大级极性反转那个反相放大的三极管饱和后，变成跟随器了，于是放大极性反转，反馈也变成正反馈了，输出自然偏到一边不动了，一般的普通运放会做保护电路，但是会降低带宽，所以高速运放有这个要注意的。
转两个刚搜索到的
当迫使一个或两个输入端超过输入共模电压范围时，很多放大器就会出现工作不正常。通过放大器的传递函数，实际上是颠倒转换极性来代表相位反转。在某种情况下，这可能在伺服系统中引起闭锁，并可能造成永久损坏或不可恢复的放大器参数漂移。许多放大器有补偿电路来阻止这些情况，但有些只是对反相输入有效。此外，很多这类线路仅能工作在超过电源电压几百毫伏的情形。当运放的一个或两个输入端被强行超过其输入共模电压范围时，OP777/OP727/OP747具有保护电路来防止出现相位反转。建议不要用超过电源电压3V以上的信号持续地驱动该器件。
63. 如何设计实现一个共模范围在0 － 120V 之间的低成本测量电池组电压的装置？
答：这里所谓高共模输入电压,是指高范围的同相输入电压,下面先说明运放一些概念：
运放有所谓的dynamic range是指运放(OP)未饱和时,正常动作时的输出、入电压范围。一般而言dynamic range越大,电源电压的有效利用率越高,例如处理同等级的信号时,就不需刻意提高电源电压也获得省能源效应。尤其是可携式消费性电子产品要求低电压低耗电量的场合,高效率的电源电压始终是备受重视的焦点,尤其是运放的ground电位,若是设于Vcc~VEE正负电源电压的中点(亦即动作点)时,就可获得极宽广的dynamic range。有鉴于此设计人员通常会在不减损输出dynamic range的前提下,使输入dynamic range大于输出dynamic range。
输入信号的电位为VEE(电源电压)时,有些OP它的极性会造成反转,虽然Output允许因过大输入造成的饱和,不过大部份的情况却不允许极性反转,所以两单电源用在运放输入信号到达VEE之前输出会反转。需注意的是即使是单电源使用运放,如果超越VEE下0。5V亦即VEE-0。5V 时,输出的极性也可能会反转。
所谓的同相输入电压范围VICM(共模输入电压)是指两个输入端子与ground之间,可施加的同相电压范围。虽然施加的同相电压超过该范围时,并不会造成元件损坏等问题,不过却会使运放的功能停止。只要差动输入电压作为增幅器时的动作正常基本上是0伏特。同相输入电压范围VICM与正负电源电压相同是属于理想状态。
一般运放会利用差动放大器的CMR(共模信号消除比)来做相同成份的去除时,在有必要将同相范围扩大的情况,可用增益(Game)1/10的反相放大器A2 之输入Vs2讯号,另外用加法方式再加入一级也是增益(Game)1/10反相放大器A1之输入Vs1讯号,这样就可以达到同相输入范围扩大之差动放大。　
如果要设计共模范围在0 － 120V 之间,其上述反相放大器A1,可用R1=100K,Rf=10K,而反相放大器A2,也是用R1=100K, Rf=10K,并且反相放大器A1输出串一10K电阻到反相放大器A2的负端输入口即可。
谢谢两位！我的放大器理论上可以输出4V，放大倍数是16，那么输入250mV时，输出就饱和了；输入300mV，输出就变成一条直线了。
而我搜索“相位反转”，搜到的资料都说是输入电压达到电源电压附近，而且是JFET运放才会发生“相位反转的”。不知是不是这样？
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一种轨至轨输入的低压低功耗运放的设计
作者：贾政亚
黄云川&&&&时间：&&&&来源:本站原创&
&&&&&& 摘要：本文采用0.35mm的CMOS标准工艺，设计了一种轨至轨输入，静态功耗150mW，相位增益86dB，单位增益带宽2.3MHz的低压低功耗运算放大器。该运放在共模输入电平下有着几乎恒定的跨导，使频率补偿更容易实现，可应用于VLSI库单元及其相关技术领域。关键词：低功耗 ；轨至轨；恒定跨导
电源电压逐步下降，晶体管的阈值电压并没有减小，但是运放的共模输入范围越来越小，这使设计出符合低压低功耗要求，输入动态幅度达到全摆幅的运放成为一种必须。本文所设计的具有轨至轨(R-R)输入功能的低压低功耗CMOS运算放大电路，在各种共模输入电平下有着几乎恒定的跨导，使频率补偿更容易实现，适合应用于VLSI库单元及其相关技术领域。
基本的 轨至轨输入结构
在较低的电源电压下，运算放大器的输 入级设计是非常重要的。传统的PMOS差动输入级的共模输入电压范围 VCM可表示为:
740)this.width=740" border=undefined>(1)
式中，VSS为负电源电压， VCM为共模输入电压，VDsat为源漏饱和压降，VGSP为PMOS的栅源电压。同理，NMOS差动输入级的共模输入电压范围可表示为：
740)this.width=740" border=undefined>(2)
式中，VGSN为NMOS的栅源电压。如果将PMOS和NMOS差分对互补连接使用，就可以使运放的输入共模范围变为：
740)this.width=740" border=undefined> (3)
从而实现了轨至轨的共模输入。图1为轨至轨输入结构的电路示意图。 740)this.width=740" border=undefined>740)this.width=740" border=undefined>图1 基本轨至轨输入电路 图2 低压低功耗运算放大器电路
跨导恒定结构
图1所示的轨至轨输入级电路采用互补折叠式结构，使共模输入电压可以在整个从地到电源电压的范围内工作，如果输入级工作在饱和区，电路的跨导由下面的公式确定：740)this.width=740" border=undefined>
740)this.width=740" border=undefined> (4)
式中mn和mp分别代表NMOS和PMOS的迁移率。从上面的公式可以看出，输入级的跨导会随栅源电压和便置电流的变化而变化。因此，当共模输入电平从VDD到VSS变 化时，轨至轨输入差分对的跨导从PMOS差分对的跨导变化到PMOS +NMOS差分对的跨导之和，再变化到NMOS差分对的跨导。中间部分跨导gm几乎是其它部分的一倍，这种跨导的变化会使运放的增益误差发生变化，从而使频率特性变差，因此，需要设计一种电路，使轨至轨输入电路具有恒定的跨导。
目前，可保证R-R输入级的gm恒定不变的设计方法主要有以下几种：1. 采用双极(BJT)线性互补差分对形式的输入级。 2. 由齐纳二极管将P、N差分对的偏置电流连起来实现。 3. 采用冗余的差分对来实现。4. 用电流镜技术，使偏置电流的大小随输入共模电压的变化而变化。
上述第4种方法的电路不仅结构简单，而且对gm的控制也易于实现。因此，本文运用了对输入跨导的控制原理，采用了一种 全新的保持R-R输入级gm为常数的电路结构。
本文所设计的电路如图2所示，该电路由输入互补差分对、恒定gm电路、共源共栅求和电路组成。M1~M4构成了输入互补差分对。当低共模输入时，P输入差分对M1、M4处于工作状态，N输入差分对M2、M3截止，开关管M17 、M18开启，抽取M16上的电流；M13、M14截止。M15的电流全部流入P差分对，则此区间的等效差分跨导为:
740)this.width=740" border=undefined>(5)
当共模输入电压在中间值附近时， P差分对M1、M4与N差分对M2、M3均导通，控制开关M17、M18、M13、M14开启，分别调节它们的栅电压，使其从M15、M16均抽取3/4的电流，则此区间的等效差分跨导为:
740)this.width=740" border=undefined> (6)
当在高共模输入区时，N差分对M2、M3工作，P差分对M1、M4截止。开关管M13、M14开启，抽取M15上的电流，开关管M17、M18截止，M16的电流全部流入N差分对，则此区间的等效差分跨导为:
740)this.width=740" border=undefined>(7)
从上面的分析可知，只要合理选择四个输入管子的长宽比，满足如下关系：
740)this.width=740" border=undefined>
gm就会保持恒定。　　
M5~M12为共源共栅求和电路。这种结构的输出阻抗和电压增益比较高，并且有很好的频率特性和电源抑制比。经过分析可知，该电路结构在互补差分对交替工作的时候，当M1，M4与M2、M3不能同时处于饱和状态时，引起求和电路M5~M12的静态电流发生变化，使电路的输出电阻和极点发生少许改变，从而可能会在过渡区出现大跨导尖峰，但是，由于这个过渡区很窄，估计这种大的尖峰不会出现，在整个共模范围内，输入跨导基本保持恒定。
740)this.width=740" border=undefined>图3 运放的跨导仿真结果
本文采用TSMC公司的0.35mm工艺器件的HSpice参数模型进行仿真，得到下面的结果。图3是运放的总跨导，从图中可以看出，当共模输入电压从0V到2V变化时，整个跨导在5%以内变化，跨导在中部的变化正如上面所述，是由于 差动对交替工作时，静态电流的变化所引起的。
2V150mW75VLSI
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金屬罐（Metal Can）封裝的741運算放大器
运算放大器（：Operational Amplifier，簡稱OP、OPA、OPAMP、运放）是一种直流耦合，差模（差動模式）輸入、通常為單端輸出（Differential-in, single-ended output）的高增益（gain）放大器，因为刚开始主要用于加法，減法等類比运算电路中，因而得名。
通常使用運算放大器時，會將其輸出端與其反相輸入端（inverting input node）連接，形成一組態。原因是運算放大器的電壓增益非常大，範圍從數百至數萬倍不等，使用方可保證電路的穩定運作。但是這並不代表運算放大器不能連接成組態，相反地，在很多需要產生震盪訊號的系統中，正反饋組態的運算放大器是很常見的組成元件。
运算放大器有许多的規格参数，例如：、（unity-gain frequency）、（phase margin）、、、、、（input common mode range）、（slew rate）、（input offset voltage，又譯：失调电压）及等。
目前運算放大器廣泛應用於家電，工業以及科學儀器領域。一般用途的積體電路運算放大器售價不到一美元，而現在運算放大器的設計已經非常成熟，輸出端可以直接短路到系統的（ground）而不至於產生（short-circuit current）破壞元件本身。
第一個使用設計的放大器大約在1930年前後完成，這個放大器可以執行加與減的工作。
運算放大器最早被設計出來的目的是用來進行、、、的類比數學運算，因此被稱為“運算放大器”。同時它也成為實現的基本建構单元。然而，理想運算放大器的在電路系統設計上的用途卻遠超過加減等的計算。今日的運算放大器，無論是使用或、（discrete）元件或元件，運算放大器的效能都已經逐漸接近理想運算放大器的要求。最早期的運算放大器是使用設計，現在則多半是式的元件，但是如果系統對於放大器的需求超出放大器的能力時，也會利用分立式元件來實現這些特殊規格的運算放大器。
以型式封裝的運算放大器
1960年代晚期，推出了第一個被廣泛使用的積體電路運算放大器，型號為μA709，設計者則是（Bob Widlar）。但是709很快地被隨後而來的新產品μA741取代，741有著更好的效能，更為穩定，也更容易使用。741運算放大器成了微電子工業發展歷史上的一個里程碑式，歷經了數十年的演進仍然沒有被取代，很多積體電路的製造商至今仍然在生產741，而且在元件的型號上一定會加上「741」以資區別。但事實上後來仍有很多效能比741更好的運算放大器出現，利用新的半導體元件，如1970年代的或是1980年代早期的等。這些元件常常能直接使用在741的電路架構中，而獲得更好的效能。
通常運算放大器的規格都會有嚴格的限制，而封裝和對電源供應的需求也已經標準化。通常只需要少量的（external devices），運算放大器就能執行各種不同的類比訊號處理任務。在售價方面，雖然今日的標準型或是一般用途運算放大器因為需求量及產量皆大的緣故而跌至一元以下，但是特殊用途的運算放大器售價仍然有可能是泛用型的一百倍以上。
1941年：的 Karl D. Swartzel Jr. 發明了真空管組成的第一個運算放大器，并取得，名為“Summing Amplifier”（加算放大器），在第二次世界大戰時，該設計大量用於軍用火砲導向裝置中；
1947年：第一個具有非反向輸入端的運算放大器由的 John R. Ragazzini 教授在論文中提出，並提及他的學生隨後會實際設計出具有重大改進的運算放大器；
1949年：第一個使用截波穩定式（Chopper-stabilized）電路的運算放大器；
1961年：第一個由個別電晶體組成的運算放大器電路板組件，GAP/R 公司的 P45；
1962年：第一個膠封模組形式的運算放大器，GAP/R 公司的 PP65；
1963年：第一個以積體電路單一晶片形式製成的運算放大器是公司 Bob Widlar 所設計的 μA702，一開始但還不算很成功，直到1965年經修改後推出 μA709；
1963年：首次作為商業產品販售的運算放大器是 George A. Philbrick Researches (GAP/R) 公司的真空管運算放大器，型號 K2-W；
1966年：第一個使用變容二極體橋（Varactor Bridge）電路的運算放大器；
1967年：公司推出 LM101，改善了許多重要問題，使積體電路運算放大器開始流行；
1968年：快捷半導體公司推出 ，與 LM101 相比，μA741內部增加了30pF的頻率補償電容。該產品第二來源眾多，迄今仍然在生產使用，它是有史以來最成功的運算放大器，也是極少數最長壽的IC型號之一；
1970年：開始出現輸入端使用
的高速、低輸入電流（高輸入阻抗）運算放大器；
1972年：第一個可使用單電源供應的運算放大器 LM324 推出。 LM324 內含四個運算放大器，它的接腳排列方式也被隨後的同類型運算放大器延用，成為業界標準。
下圖是一個標準運算放大器的電路符號：
運算放大器的電路符號及各端點
V+：非反相輸入端（non-inverting input）
V-：反相輸入端（inverting input）
Vout: 輸出端（output）
VS+: 正電源端（亦可能以、或表示）
VS-: 負電源端（亦可能以、或表示）
電源端點VS+和VS-的標示方法有很多種（詳見：），不過無論如何標示，電源端點的實際功能都是一樣的。為了電路圖的簡潔起見，電源端點有時會被省略，而用文字直接說明。而在不會造成電路錯接的前提下，正負輸入端在電路圖裡可以依照設計者的需要而對調，但是電源端通常不會這麼做。
一個理想的運算放大器（ideal OPAMP）必須具備下列特性：
無限大的輸入阻抗（Zin=∞）：理想的運算放大器輸入端不容許任何電流流入，即上圖中的V+與V-兩端點的電流訊號恆為零，亦即輸入阻抗無限大。
趨近於零的輸出阻抗（Zout=0）：理想運算放大器的輸出端是一個完美的電壓源，無論流至放大器負載的電流如何變化，放大器的輸出電壓恆為一定值，亦即輸出阻抗為零。
無限大的（Ad=∞）：理想運算放大器的一個重要性質就是開迴路的狀態下，輸入端的差動訊號有無限大的電壓增益，這個特性使得運算放大器在實際應用時十分適合加上負回授組態。
無限大的（CMRR=∞）：理想運算放大器只能對V+與V-兩端點電壓的差值有反應，亦即只放大的部份。對於兩輸入訊號的相同的部分（即共模訊號）將完全忽略不計。
無限大的頻寬（BW=∞）：理想的運算放大器對於任何頻率的輸入訊號都將以一樣的差動增益放大之，不因為訊號頻率的改變而改變。
趋于零的失调和漂移
在負回授的情況下，以上理想放大器之特性可總結為以下二點，
輸出會使得輸入電壓間的差異成為零，V+=V-
因輸入阻抗無限大，故輸入電流I+=0,I-=0
開迴路組態的運算放大器可作為比較器使用
當一個理想運算放大器採用開迴路的方式工作時，其輸出與輸入電壓的關係式如下：
其中Ado代表運算放大器的。由於運算放大器的開迴路增益非常高，因此就算輸入端的差動訊號很小，仍然會讓輸出訊號，導致非線性的失真出現。因此運算放大器很少以開迴路組態出現在電路系統中，少數的例外是用運算放大器做進行滿幅輸出，輸出值通常為邏輯準位的「0」與「1」。
將運算放大器的反向輸入端與輸出端連接起來，放大器電路就處在負回授組態的狀況，此時通常可以將電路簡單地稱為閉迴路放大器。閉迴路放大器依據輸入訊號進入放大器的端點，又可分為反相（inverting）與非反相（non-inverting）兩種。
必須注意的是，所有閉迴路放大器都是運算放大器的負回授組態。
反相閉迴路放大器
右圖是一個反相閉迴路放大器的電路。假設這個閉迴路放大器使用理想的運算放大器，則因為其開迴路增益為無限大，所以運算放大器的兩輸入端為（virtual ground）。又因為輸入阻抗無限大，自Vin到V-之電流，等於V-到Vout之電流，所以:
输入电阻等于Rin，
电压关系：
非反相閉迴路放大器
右圖是一個非反相閉迴路放大器的電路。
會使用正回授的情況有：
作為有遲滯的比較器，形成
理想的運算放大器並不存在於這個世界上，所有的運算放大器電路都會遇到下列的問題，影響了它們的應用，也讓設計者在使用運算放大器時必須考量到更多可能會發生的問題。
實際的運算放大器開迴路增益為有限的而不是無限的。根據電子電路相關書籍資料，以OP Amp 741元件而言，其開迴路電壓增益大約為200000。
訊號頻率高到一定程度時，也不能忽略頻率愈高，增益愈低的情形。
輸入電容—
訊號飽和—
非線性轉換函數—
輸出功率的限制—
輸出電流的限制—
了解運算放大器的內部電路，對於使用者在遭遇應用上的極限而導致無法達成系統設計規格時，非常有幫助。而雖然各家廠商推出的運算放大器性能與規格互有差異，但是一般而言標準的運算放大器都包含下列三個部份：
差動輸入級
以一作為輸入級，提供高輸入阻抗以及低雜訊放大的功能。
運算放大器電壓增益的主要來源，將輸入訊號放大轉為單端輸出後送往下一級。
輸出級的需求包括低輸出阻抗、高驅動力、限流以及短路保護等功能。
741運算放大器內部電路
其他在運算放大器內必備的電路還包括提供各級電路參考電流的（bias circuits）。
右圖中，以紅色虛線標示的區域為741運算放大器的偏壓電路及其。741運算放大器內部各級所使用的偏壓電流均來自此區，而這些偏壓電流的源頭是39KΩ的電阻R1、NPN電晶體Q11以及PNP電晶體Q12。正負電源的差值扣掉Q11與Q12的基極-射極電壓後，再依照除R1的值，即可得到參考電流源的大小：
上式中Vbe是的基極-射極電壓，對於操作在（active region）的雙載子電晶體而言，Vbe通常在0.7V左右。
參考電流Iref經由Q11/Q10/R2組成的複製後，再由Q8/Q9組成的決定輸入級的偏壓電流，從而決定輸入級的直流狀態（DC condition）。這個偏壓電路的重要功能在於提供十分穩定的定電流（constant current）給放大器的輸入級，可讓輸入的共模範圍更大，電晶體不會因為輸入共模電壓的改變而離開應有的工作區間。假設當輸入級電晶體Q1/Q2的偏壓電流開始下降時，供應電流給Q1/Q2的電流源Q8會偵測到這個改變，進而改變從Q9流向Q10的電流。此時因為Q9與Q10的集極端與Q3/Q4的基極端相連，當Q9的電流下降時，Q3/Q4的基極電流必須增加，以滿足由Q10與R2所設定的電流值。又因為Q3/Q4的基極電流增加，迫使Q3/Q4的射極電流也必須增加，亦即將整個輸入級的偏壓電流拉回原本的大小。這樣的機制等同於一個高增益的負回授系統，能夠讓輸入級的直流操作點（DC operating point）更加穩定，進而讓輸入級的整體效能更好。
Q12/Q13組成的負責提供增益級電路的偏壓電流，讓增益級的直流操作點不受其輸出電壓的干擾而飄移。
深藍色的虛線所圍起來的區域是741運算放大器的輸入級，一共有七顆電晶體Q1至Q7。NPN電晶體Q1與Q2組成的差動對（differential pair）是整個741運算放大器的輸入端。此外，Q1/Q2各是一個（emitter follower），接至組態的PNP電晶體Q3/Q4。Q3與Q4的用途是（level shifter），將輸入級的電壓位準調整至適當的位置，用以驅動增益級的NPN電晶體Q16。Q3/Q4的另外一個功用就是作為抑制輸入級偏壓電流飄移的控制電路。
Q5至Q7組成的是輸入級差動放大器的。NPN電晶體Q7的作用主要在於利用本身的共射增益增加Q5與Q6複製電流的精準度。同時，這個電流鏡構成的主動式負載也以下列的過程將差動輸入訊號轉為單端輸出訊號至下一級：
由Q3流出的訊號電流（亦即因輸入訊號改變而引起的電流成分，與偏壓電流無關）會流入的輸入端，也就是Q5的集極。電流鏡的輸出端則是Q6的集極，連接至Q4的集極。
Q3的訊號電流流進Q5，經由電流鏡複製到Q6，因此Q3與Q4的訊號電流在此被相加。
對於差動訊號而言，Q3和Q4的訊號電流大小相等、方向相反。因此相加的結果會等於原本訊號電流的兩倍。至此，差動輸入轉換至單端輸出的程序已經完成。
差動輸入級送至增益級的電壓等於訊號電流與Q4和Q6集極電阻並聯的乘積，對於訊號電流而言，Q4和Q6集極電阻的值非常高，因此開迴路的增益非常高。
特別值得一提的是，741運算放大器的輸入端電流並不等於零，實際上741運算放大器的等效輸入電阻約為2MΩ，這個非理想現象導致741運算放大器兩個輸入端之間的直流電壓準位會有些微的差異，這個差異稱為輸入端偏移電壓（input offset）。在Q5和Q6的射極有兩個用來消除輸入端直流電壓偏移的端點（offset null），可以藉由外加直流電壓將輸入端偏移電壓消除。
上圖中紫色虛線標示的區域是741運算放大器的增益級。此增益級電路使用一個Q15與Q19，作為741運算放大器增益的主要來源。Q13與Q16是達靈頓電晶體的主動負載，而電容C1從增益級的輸出端連接至輸入端，作用是穩定輸出訊號。這種技巧在放大器電路設計中相當常見，稱為（Miller Compensation）。會在放大器的訊號路徑上置入一個主極點（dominant pole），降低其他極點對於訊號穩定度的影響。通常741運算放大器主極點的位置只有10Hz，也就是當741運算放大器在開迴路的情況下，對於頻率高於10Hz的交流輸入訊號，增益只有原來的一半（在主極點，放大器的增益下降3dB，即原本增益的一半）。電容能減少高增益放大器的穩定度問題，特別是如果運算放大器有內部的頻率補償機制，能夠讓使用者更簡易地使用。
741運算放大器的輸出級由圖中綠色及淺藍色虛線包圍的區域構成。綠色區域包括NPN電晶體Q16以及兩個電阻R7與R8，主要的功能是電壓位準移位器，或是Vbe的倍增器。由於基極端的偏壓已經固定，因此Q16集極至射極端的壓降恆為一定值。假設Q16的基極電流為零，則其基極至射極間的跨壓約為0.625V（亦為R8的跨壓），故R7與R8的電流相等，跨過R7的電壓約為0.375V。因此Q16集極至射極間的跨壓約為0.625V+0.375V=1V。這個1V跨壓會對741運算放大器的輸出訊號造成輕微的（crossover distortion），有時候在某些用分立式元件實現的741運算放大器會改用兩個取代Q16的功能。
淺藍色虛線包圍的區域，包括電晶體Q14、Q17，以及Q20，構成741運算放大器的輸出級。加上Q16所設定的偏壓，這個輸出級基本上是一個（class AB）推挽式（push-pull）（Q14與Q20），推動輸出級的電晶體是Q13與Q19。741運算放大器的輸出級電壓擺幅（output swing）最高約可比正電源低1V，由電晶體的集極-射極飽和電壓（Vce(sat)）所決定。
25Ω電阻R9的功能是限制通過Q14的電流，最大值不超過25mA。對於Q20而言，限流的功能則藉由偵測流過Q19射極電阻R11的電流，再以此控制Q15的基極偏壓電流來達成，而後來的741運算放大器對於限流功能有更多改良的設計。雖然741運算放大器的輸出阻抗不如理想運算放大器所要求的等於零，不過在連接成負回授組態應用時，其輸出阻抗確實非常接近零。
註：雖然早期741運算放大器在音響設備或是儀器上被廣泛使用，但是今日已經有很多性能更好的運算放大器取代了741的功能，例如抗雜訊的表現更好。對於741與其他早期的運算放大器而言，它們的遜於現代的運算放大器，在實際應用時容易造成干擾或是噪音。
（active filter）
（current-feedback amplifier）
（operational transconductance amplifier）
參見# 蔡朝洋. 電子電路實習. 台北: 全華科技圖書股份有限公司. 2006年6月: 24.   （Chinese(Traditional)繁體中文）.
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