LED恒流驱动与不同控制模式的比较
23:25:48&&&来源:照明工程师社区 &&
&&& 白光LED是便携式电子消费品目前最常采用的背光方案，驱动白光LED的主要目标是产生正向电流流过器件，这可采用恒压源或恒流源来实现。使用恒压源驱动几个并联白光LED需要使用限流电阻，主要起过流保护作用。这个方法的主要缺点是：各个白光LED上的实际电压降是不一样的，由于白光LED正向电压降不同而造成电流变化，因而发光的强度也不一样。比较理想的解决方案是采用恒流源驱动，它能避免白光LED正向电压改变而造成的电流变动，通过调节电阻值可以精确设定流过白光LED的电流（ILED=VFB/R）。即使用可控制的恒定正向电流，就能提供可控制的恒定显示亮度。下面就介绍几种采用不同技术控制驱动的。
&&& 市场上可以买到的微功率电源芯片有以下几种控制模式：其中常见的有PFM、PWM、charge pump以及PFM/PWM
&&& PFM是通过调节脉冲频率（即开关管的工作频率）的方法实现稳压输出的技术。它的脉冲宽度固定而内部震荡频率是变化的，所以滤波较PWM困难。但是PFM受限于输出功率，只能提供较小的电流。因而在输出功率要求低，静态功耗较低场合可采用PFM方式控制。2、 PWM的原理就是在输入电压、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节集成电路内部开关器件的导通脉冲宽度，使得输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定值，所以比较容易滤波。但是PWM由于误差放大器的影响，回路增益及响应速度受到限制，尤其是回路增益低，很难用于LED，尽管目前很多产品都应用这种方案，但普遍存在恒流问题。在要求输出功率较大而输出噪声较低的场合可采用PWM方式控制。
&&& charge pump电荷泵解决方案是利用分立电容将电源从输入端送至输出端，整个过程不需要使用任何电感。charge pump主要缺点是只能提供有限的电压输出范围（输出一般不会超过2倍输入电压），原因是当多级charge pump级联时，其效率下降很明显。用charge pump驱动一个以上的白光LED时，必须采用并联驱动的方式，因而只适用于输入输出电压相差不大的应用。
&&& 采用Digital PWM（数字脉宽调制）通过对独立数字控制环路和相位的数字化管理，实现对DC/DC负载点电源转换进行监测、控制与管理，以提供稳定的电源，减少传统供电模组的电压波幅造成系统的不稳定，而且Digital PWM并不需要采用传统较高量的液态电容用作储波及滤波作用。Digital PWM数字控制技术，能够使得MOSFET管运行在更高的频率下，有效的缓解了电容所受到的压力。digital PWM适用于大电流密度，其响应速度很快，但回路增益仍受到限制，目前成本相对较高。因此其在LED恒流驱动上的应用仍需进一步研究。
&&& FPWM（强制的脉宽调制）是一种恒流输出为基础的控制方式，它的工作原理是无论输出负载如何变化总是以一种固定频率工作，高侧FET在一个时钟周期打开，使电流流过电感，电感电流上升产生通过感抗的电压降，这个压降通过电流感应放大器放大，来自电流感应放大器的电压被加到PWM比较器输入端，和误差放大器的控制端作比较，一旦电流感应信号达到这个控制电压，PWM比较器就会重新启动关闭高侧FET开关的逻辑驱动电路，低侧的FET会在延迟一段时间后打开。在轻负载下工作时，为了维持固定频率，电感电流必须按照反方向流过低侧的FET。FPWM技术驱动芯片目前只见到MAXIM和National Semiconductor的芯片使用。
&&& 如上PFM、PWM是采用恒压驱动方式控制LED, 而FPWM和PFM/PWM是恒流驱动方式控制技术，实践证明较适合LED驱动。
&&& 本公司近期推出的IV0101/ IV0102升压转换器芯片。它的控制模式是在PFM基础上改进的PFM/PWM控制技术，是PFM与PWM有机结合的控制方式（不是PFM与PWM的切换），是以输入电压确定N开关管开启时间，输出电压与输入电压差确定同步管开启时间，而不像PWM采用误差放大器反馈输出的方式调节脉宽。在有一定负载情况下，开关频率取决于N管开启时间tN和P管开启时间tP。其中tP ≧KP/(Vout-Vin) ；tN ≦KN/ Vin
&&& 在轻负载时，充电周期持续在最大值tN。当电感电流为零，同步整流管开启时，芯片工作在分立式模式（DCM）下。当负载增加时，由于大负载原因，输出很快降至设定点。如果负载电流增加，芯片工作在连续模式（CCM）下，即总有电流流过电感，只要电感电流峰值没有达到最大，那N管开启时间tN始终保持在设定点。当充电结束开始放电周期时，开关管电流将达到最大。但是，满负载仍未达到，因为在最小放电时间结束后，输出仍然可调。当放电时间到最小值tP时，将达到满负载。所以本控制模式就是通过不断地调整N管开启时间tN和P管开启时间tP来调整开关频率从而保证恒流输出的。在PWM控制方式下，为了避免寄生电感造成的系统震荡故障，一般都要接输入电容Cin，本芯片在电源接入端没有接输入电容，因而省却了PCB板电容位置，减小了板面积，并且避免了在PWM循环时，由电容产生的突波脉冲现象，防止了系统效能下滑，因为它是PFM与PWM有机结合的控制方式，因而它具有PFM较快的响应速度和很高的回路增益及PWM大电流输出特性，可与PWM调光相配合，成为理想的中小功率LED恒流驱动芯片。
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基于三相PWM整流器蓄电池充放电系统的研究与设计_毕业设计论文.doc44页
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本科生毕业论文 设计
目： 基于三相PWM整流器的蓄电
池充放电系统的研究与设计
专业班级：
自动化二班
在蓄电池的生产过程中需要对蓄电池进行循环充放电，对蓄电池进行化成，以激活蓄电池。传统蓄电池充放电机大多采用晶闸管变流方式，网侧功率因数低，谐波污染严重。此处研发了一种基于 PWM 的蓄电池充放电机，该装置可运行于单位功率因数而使谐波变小，并且可将电池的放电能量馈送电网
本文主电路采用三相电压型 PWM 整流器，这是一个强耦合、时变非线性系统，控制较为复杂。本论文侧重于工程设计与实现，综合考虑设计方案的可行性，可靠性，成本，生产工艺等方面的因素。主要包括控制方法的研究、空间矢量的实现、系统的硬件与软件设计。本文介绍三相 PWM 整流器的基本理论，先介绍 PWM 整流器的典型拓扑和工作原理，并建立了三相电压型 PWM 整流器在 abc 三相静止坐标系和 dq 两相同步旋转坐标系下的数学模型。基于 dq 数学模型，完整给出采用 PI 前馈解耦的双闭环控制结构。外环为电流或电压环，用于控制恒流充放电电流和恒压充电电压。内环为电流环，用于快速跟踪外环的指令，实现单位功率因数和正弦波电流控制。
关键词：整流器；蓄电池；PWM； 坐标变换
The battery needs charging and discharging repeatedly in producing, so as activated. Most traditional charging-discharging device of storage battery using thyristors has many disadvantages. Such as low power factor and high harmonics. A novel battery charging
and discharging device base on PWM is researched and developed, which can operate with unit power factor and low harmonics, and feed the discharged energy back to the utility AC line.
The main circuit of this paper is
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新型光伏控制器PWM控制方法
日10:09 中国太阳能网
生意宝05月07日讯 &　　在远离电网的偏远地区，太阳能的发电利用光伏控制器、蓄电池组、光伏电池板组成独立光伏发电站，其中光伏控制器是整个电站的核心。光伏控制器的拓扑结构通常有DC/DC型和直通型两大类[1]，DC/DC型又可细分为MPPT型[2]和谐振型等多种，但DC/DC型控制器由于有大的感性元件的存在，在大电流应用时，其体积、重量和热量都会急剧增加，限制了其在大功率领域的实际应用；而直通型控制器在大功率领域则相对具有优势，即使光伏电流达到几百安培，其体积、重量和热量相对都不会太大，因此直通型控制器在移动通信基站、边防哨卡等大功率领域得到了广泛的应用。但直通型控制器仍然存在着一些缺陷，以下对其优缺点进行分析。
　　1现有控制方式的不足
　　现有的直通型光伏控制器对蓄电池充放电的控制通常采用3类充放电控制模式。(1)逐级投入式系统[3]，即将光伏电池分成N个独立的光伏子阵列，定义N个蓄电池电压控制点Vi(i=1，2，…N；Vi
　　2精粗调组合PWM新控制方法
　　针对上述3种方案的缺点，本文提出了一种精粗调组合PWM控制的新控制方法。仍然将光伏电池分成N个独立的相同配置的光伏子阵列(i=1，2，…N)，但是只有第1个光伏子阵列(i=1)采用PWM控制，其余的光伏子阵列(i=2，3，…N)仍然采用普通的开关控制，控制方式为：假设N个光伏子阵列全部导通时的总光伏电流为I，则每个光伏子阵列单独导通时的光伏电流为I/N，如果第1个光伏子阵列的PWM控制占空比变化范围为0~K，则第1个光伏子阵列的PWM电流可以精确控制到(j/K)×(I/N)，其中j=0~K变化；如果将第1个光伏子阵列的PWM精确控制和其余N-1个光伏子阵列的开关粗略控制相配合，则可以得到电流变化范围在0~I之间的任意的精确电流输出，其值为：(j/K+m)×(I/N)，其中m是其余N-1个光伏子阵列导通的个数，m=0~N-1(m=0，表示其余N-1个光伏子阵列全部关断)；控制器只需要选择计算m(0~N-1)和j(0~K)值的大小，就可以控制精确的光伏电流输出，电流分辨精度为I/(KN)，相当于前述第3类全控型的PWM控制方式中PWM占空比变化范围是0~KN的控制效果。
　　3精粗调组合PWM控制实现
　　本控制器的微处理器采用的是C单片机[4]，如图1所示。通过外部2个电流传感器和电压检测电路，分别经过微处理器内部AD转换获取光伏电流、负载电流和蓄电池电压等参数。微处理器同时发出N个开关控制信号，其中第1个信号由微处理器内部的PWM控制单元产生，第2~N个信号由微处理器内部的普通数字I/O口(非PWM)产生。当第i个功率电子器件被控制导通时，第i个光伏子阵给蓄电池充电，并为负载供电，对蓄电池充电控制的原则是在不同的时段进行不同的恒压充电。充电过程分为强充、均充、吸收和浮充4个过程，除强充外，均充、吸收和浮充3个阶段都是恒压控制，对蓄电池的恒压控制可以采用各种智能控制算法，本控制器具体采用的是PI(比例积分)调节算法，再配合精粗调组合PWM控制方法综合实现。
　　控制系统传递函数结构如图2所示，VS是蓄电池电压设定值，VO是蓄电池电压实际输出值，二者之差△V输入PI调节器，得到期望输出电流IO，对IO采用精粗调组合PWM实现，实现流程图如图3所示。即：将IO除以(I/N)，取余数得到j，取整数得到m。再令第1路光伏子阵列的PWM占空比为j，令其余光伏子阵列中有m个导通，剩余的光伏子阵列断开，则得到精确的IO输出:IO=(j/K+m)×(I/N)。该电流提供给蓄电池和负载，通过PI算法维持蓄电池输出电压VO为恒压。在一个由6路光伏子阵组成的控制系统里，其第1路光伏子阵的PWM电压、电流和总光伏电流波形如图4所示。这里的电压是指功率电子开关两端电压，而在一个相对时间里，第2路到第6路光伏子阵电压和电流变化很少(除非粗调有动作)，否则就是直线。
　　本方案只有1个光伏子阵列采用PWM控制，其余的光伏子阵列仍然采用普通的开关控制，与全部光伏阵列并联后进行总的PWM控制相比，这种精粗调组合实现的PWM精确控制其PWM开关能量损耗减少了(N-1)/N(N为光伏子阵列个数)，缩小了散热片体积；由于仍然采用多个独立的光伏子阵列分别控制，在相同的电压等级下，对功率开关器件的电流等级要求很低，可以采用低成本的功率开关器件并联实现1个子阵[5]，降低了成本，同时又兼有对全部光伏阵列进行PWM控制的高精度电流输出，经测试系统稳压输出符合国家标准[6]。由于参与PWM斩波的电流小，电磁兼容性好，已经通过了电磁兼容标准测试，并取得CE认证。已在-48 V标称电压、30 A~400 A电流范围的系列光伏控制器上得到实际应用。运行实践表明，此方案完全达到了预期设计效果。
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基于lm5010a的恒定导通时间控制和pwm调光的led恒流驱动电路的研
    1 引言led由于环保、寿命长、发光效率高等众多优点，近年来在各行业应用得以快速发展，led的驱动电源成了关注热点。led驱动方式可分为恒压源驱动和恒流源驱动。采用恒压源驱动时，根据led的电压电流非线性特性可知，电压的微小波动可引起电流的大幅度变动，稳流能力差。而led作为电流件，其亮度与电流相关，而且电流过大易造成损坏。为了保持亮度恒定和防止led烧坏，采用恒流源驱动是理想的方法。同时为了实现较高的电源转换效率，越来越多的led驱动电路采用开关电源的方式。常见的开关电源的控制方法有电压控制模式，峰值电流控制模式，迟滞控制模式和恒定导通时间控制模式。在高输入输出电压比的buck电路中，占空比极小，其控制模式须具备强大的抗干扰能力，这是峰值电流控制模式所欠缺的。为了实现pwm调光，又需要驱动器具有快速的瞬态响应，这是电压控制模式的弱点。而迟滞控制模式中开关频率随输入电压变化较大。因此恒定导通时间控制模式在驱动led的高输入输出电压比的buck电路中为比较理想的控制模式。led的调光方式有通过改变驱动电流大小来改变光亮的模拟调光和通过改变占空比大小实现光亮改变的pwm调光，前者易形成色偏，后者调光效果好。本文采用美国国家半导体公司新推出的lm5010a芯片实现led的恒流驱动，恒导通时间控制和pwm调光。2 恒流驱动原理给led供电的初级电源几乎都是电压源，而led需要合适的工作电流，所以恒流源驱动电路实际上是一个电压/电流变换器。buck电路中，电感与负载串联使得输出电流连续，所以buck电路易设计成恒流源输出。下面以buck变换器为例来阐述其电流驱动原理，如图1所示。在该变换器中，控制器不需将电源输出稳压，而是直接针对电流感测电阻的两端电压进行调节，此时通过白光led的电流是由芯片供应的参考电压值和电流感测电阻值来决定。3 pwm调光原理led的调光方法分为模拟调光和pwm调光[3]。模拟调光是通过改变流过led的电流大小实现光亮的变化，缺点是电流的改变也会导致色偏现象的产生。而pwm调光则是保持电流大小恒定，以一定频率开通和关断led，通过改变开通和关断的时间比来实现调光，因此能保证调光过程中的色纯度。若pwm占空比50％，则流过led的平均电流为导通时流过的电流的一半。只要让其频率大于85hz，人眼便无法看出光的闪烁。为了保证光的质量，本电路选择pwm调光。4 恒定导通时间控制模式(cot)工作原理lm5010a采用的恒定导通时间控制模式的示意图如图2所示。在通常的恒压转换应用中，输出端的电压经电阻分压后接入芯片内部比较器的反相端即fb管脚，与正相端的参考电压进行比较：当反相端电压小于正相端电压时，比较器的输出电平触发单稳态触发器，使其输出一定持续时间的高电平，buck电路中的开关管导通，该时间和输入电压成反比，具体关系如(1)其中，ron是接于vin管脚和ron/sd管脚之间的电阻的阻值，和导通时间成正比。vin为输入电压。导通时间结束后，单稳态触发器输出低电平，开关管关断，电感上电流线性减小，因此比较器的反相端的电位也随之减小，当其低于正相端的参考电压时，单稳态触发器再次输出高电平，开关管导通。之后的工作过程如上所述，不断循环。开关频率的稳定性可由以下分析得出：在buck电路中有(2)由式(1)可知，近似有(3)其中，k为一常数。由式(2)和式(3)可得(4)由上式可知，在输出电压保持恒定的情况下，开关频率也近似恒定。结合上述分析，比较cot控制模式和一般的迟滞控制模式。一般的迟滞控制模式由电压下限和电压上限来控制开关管的开通和关断。cot控制模式保留了电压下限的比较，引入了恒定导通时间来取代电压上限实现控制开关管的关断。因此cot控制模式既保留了迟滞控制模式中因无误差放大器和环路补偿元件而瞬态响应快的优点，又改善了迟滞控制模式中开关频率大小易受其他电路参数变化影响的缺点，提高了频率稳定性。在高输入输出比的场合，极短的导通时间易受峰值电流控制模式中反馈补偿回路的延时或干扰的影响而发生改变；cot控制模式在ron和vin不变的情况下保持恒定。而电压控制模式补偿回路中的误差放大器带宽较窄，因而负载切换时瞬态响应较慢；采用pwm调光时负载频繁切换，要求驱动器有快速的瞬态响应，cot控制模式很好地迎合了这一要求。另外，cot控制模式下的电路要比电压或峰值电流控制模式下的电路来得简单，成本低。因此，在高输入输出电压比，要求成本低，采用pwm调光的场合，cot控制模式是个理想的led驱动电路的控制方式。5 基于lm5010a的恒定导通时间控制和pwm调光的led恒流驱动电路该led应用于汽车尾灯照明，非刹车和刹车两个阶段可手动切换，且两阶段具有不同的驱动电流。电路由汽车电池供电，考虑到汽车的电子噪声环境易带来高电压尖峰和汽车启动前电池储能降低，供电范围在6v至36v之间变化，典型值为12v。电路指标：输入电压：6v至36v；输出端驱动一个3w高亮度白光led；输出电流：非刹车阶段：250ma；刹车阶段，600ma；电流纹波小于80ma。一个3w高亮度白光led的导通压降在3v至4.5v之间[4]，而输入电压最高高达36v，可见须用高输入输出比的buck实现驱动。因输入输出电压比高，宜采用cot控制模式。lm5010a是美国国家半导体新推出的一款降压开关稳压器，具有6v到75v的宽电压输入范围，输出电流可达1.25a。内置耐压80v的n沟道mosfet，开关频率可高达1m赫兹，采用恒定导通时间控制模式。其拓扑模式、输入电压范围、输出电流大小范围和控制模式均符合led照明驱动电路的要求。图3为芯片的内部结构图[1]。vin脚为电源端，内接线性稳压器，稳压输出端为vcc脚；sw脚内接mosfet，外接自举电容，电感和续流二极管；bst脚外接自举电容，实现buck电路中mosfet的浮地驱动；在续流回路上的isen脚和sgnd脚之间有一限流比较器，当电流超过1.25a时比较器输出负电平从而断开mosfet。fb脚为反馈电路反馈端，内接一比较器和软启动电容上的2.5v的参考电压进行比较。ss脚为软启动端。ron/sd脚和vin脚之间接一决定导通时间的电阻，将ron/sd脚接地将使芯片停止工作。rtn脚接地。用lm5010a搭建的led驱动电路见图4所示。电路分为两部分：buck主电路，pwm调光电路。调光电路：pwm调光方式中，开通和关断led的方式又有两种：给ron/sd端输入pwm方波，或用pwm方波开通关断并在led两端的mosfet。前者在led停止工作的同时整个电路也停止工作，若其pwm频率落在200hz和20khz之间，整个电路以该频率频繁启动和停止，则电容电感易发出人耳可察觉的噪声。后者在整个凋光过程中，电路始终工作着，避免了电感噪声的产生，因此允许的调光频率范围更大，在手机背光等对led光质量要求高的场合，可取更大的调光频率以达到更好的调光效果。本电路选择后者的pwm调光方式。考虑到调光时输出电压会以同样频率改变，造成输出电容不停充放电，从而加大输出电压纹波和产生噪声，故将该输出电容去掉。由于输出为恒流源，输出电容的去除不会对电路的正常工作产生影响。本电路的pwm信号波形由555方波产生电路发出。为了保证人眼看不见闪烁，pwm信号频率应大于85hz，频率上限取决于电路对负载切换的瞬态响应速度频率。过高的频率会增加mosfet的动态损耗，且和手机背光等应用场合不同，汽车尾灯对光质量要求不是太高，所以不需要太高的pwm调光频率。综合考虑，取pwm调光频率为：hz (5)主电路：lm5010a内部已集成开关管及其驱动电路，在其外围加设输入电容，电感，续流二极管，自举电容，软启动电容和设定导通时间的电阻便可组成buck电路和实现开关管的驱动。输出端接led及电流感测电阻(r2)，对电流感测电阻两端电压进行反馈控制来实现对led电流的控制。为了减小电流感测电阻上的损耗，其电阻值取0.1&。那么就需要运放将该电阻上的电压放大后与芯片的参考电压进行比较。具有不同led驱动电流的两个阶段的切换是由按钮s2实现。将buck电路的工作频率设为620khz。根据计算公式：(6)在vout=4.3v，vin=12v的条件下算得ron=50520，取ron=50100。在较大的电流纹波下，led会呈现出较大的阻抗，所以需要将电流纹波限制在80ma内。由于输出电容被去除，输出电流纹波等同于电感上的电流纹波。由此可算得电感的大小。将式(1)代人得(7)对上式进行分析可知vin=vin(max)=36v时，l=lmax=100&h。取l为150&h。另外，芯片的fb脚必须检测到至少为25mv的电压纹波以辨别纹波最低点，从而保证开关管的稳定开通和关断。若电压纹波采样于电流感测电阻，则往往需要加大输出电流纹波以满足fb脚检测到的纹波大于25mv。但在较大的电流纹波下，led会呈现出较大的阻抗。所以在本文设计的电路电压纹波由c6，r11和c11产生[2]。c6在开关管导通和断开时分别充电、放电，由此在c6和r11的连接点产生锯齿波，通过c11耦合至fb脚。锯齿波峰峰值为(8)当vin取最小值时，&v取最小值。取c6=620pf，c11=1&f，将vin=6v，&v=30mv代入上式，得r11=200k&，取r11=100k&。过压保护由在led两端并一击穿电压为5.6v的稳压管实现。此外，过流保护和欠压保护已由芯片内部电路提供。555芯片和aqy221n2vy芯片由lm5010a内部稳压器的输出端vcc脚供电。6 实验波形根据图4制作样机。由于电流感测电阻阻值小，所以其测出的电压波形干扰大。在测量led电流时，在输出端再串一阻值较大为0.5&的采样电阻(r12)，通过测量该采样电阻两端的电压波形来得到led电流波形。该电阻的串入会导致输出电压的微小抬升和开关频率的微小变化，但由于led电流始终处于反馈控制中，故led电流保持不变。图5和图6为无调光效果时采样电阻两端的电压波形，将该电压平均值除以0.5&的阻值便可得led电流的平均值，分别为246ma和588ma。可见采用恒流源驱动，可较为精确地将led电流稳定在所需值。图7中ch1为进行pwm调光时采样电阻两端的电压波形，ch2为和led并联的mosfet的驱动波形。由图7可知，当mosfet驱动信号从高电平跳为低电平时，即从空载切换到满载时，led驱动电流立即从0a跳到600ma左右，且跳变沿垂直，几乎无过渡过程；同样，从满载切换到空载时也几乎无过渡过程。这表明电路对pwm调光时的频繁负载切换具有瞬态响应快的优点。在不带样电阻，刹车阶段时，测得vin从6v变化到36v的连续过程中开关频率的变化情况，如图8所示。可见，在输入电压变化过程中，开关频率变化约7％左右，变化不大。验证了前述关于恒定导通时间控制模式相对于一般的迟滞控制模式开关频率大小不易受其他电路参数变化影响的优点。本文用美国国家半导体公司新推出的lm5010a芯片
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基于PWM技术蓄电池充放电与检测系统设计
摘要：为解决传统充装置功率因数低、高谐波污染等不足，针对电力机车用15 kVA，了整流逆变的充装置与检测监控系统。装置用作充电电源时，采用电流双闭环控制系统，实现分阶段恒流模式或恒压模式充电；用作蓄电池试验的负载时，将能量回馈电网，通过S调制可实现放电功率的灵活调控。试验及检测结果表明该装置具有能量双向流动、网侧电流正弦化、功率因数高、功率灵活调控的特点。关键词：脉冲宽度调制；蓄电池充放电装置；蓄电池；三相整流器0 引言 电力机车用蓄电池承担着机车升弓前为辅助系统供电的任务，蓄电池的质量显得至关重要。目前电力机车用蓄电池充放电装置大多使用传统的相控整流充电，虽然成熟、价格低廉，但调节周期长、动态响应慢、功率因数低，谐波污染也比较大，易造成对电网的污染。为保证质量，电力机车用蓄电池在出厂前需要进行老化试验。目前的出厂测试老化试验大多使用水泥电阻等能耗型负载充当被试电源产品的负载。能耗型负载虽然成本低廉，但能量被白白消耗掉，会造成电能的大量浪费。 本文研究了一种PWM逆变整流的新型蓄电池充放电装置，能耗低，功率因数大，能实现恒流或恒压充放电以及实现负载大小灵活调节，并能将试验过程中的能量反馈回电网，实现了能源的再利用。1 蓄电池恒流／恒压充放电装置原理 本文蓄电池充放电装置采用以电压型脉冲整流器为核心的方案。PWM控制方式能方便地实现能量的双向流动，根据电网的不同，可以采用单相或三相PWM脉冲整流器。系统原理如图1所示。本文引用地址：和实际直流电压Vdc比较后的误差信号送入P1调节器，PI调节器的输出即为主电路交流输入参考电流的幅值，比较得到电流误差后，对电流误差进行PI调节，用以减缓电流在动态过程中的突变。然后再与输入电压的空间矢量进行比较控制，最后通过SPWM调制算法即可生成相应6路驱动脉冲控制三相整流桥IGBT的通断，间接地控制网侧电流，实现网侧功率因素的调节。
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