用集成运放构成的典型放大电路
查看: 454|
摘要: ●比例放大器
放大器公式：Avf=vo/vi= -R2/R1
●同相放大器
●加法电路
加法电路的应用——D/A转换器双极性输出
输出电压：
D/A转换器双极性输出工作波形
●基本差动放 ...
●&比例放大器&
&&放大器公式：&Avf=vo/vi= -R2/R1&
●&同相放大器
●&加法电路 &
加法电路的应用——D/A转换器双极性输出 &
输出电压：
D/A转换器双极性输出工作波形 &
●&基本差动放大电路
& （1）差模信号和共模信号 &
VDIFF表示差模电压，它是有用信号。VCM表示共模电压，它携带的信号对测量没有用处，且会降低测量精度。&
（2）基本差分放大电路的原理
当Rf=RF，R1=R2 时，&
（3）专用差分放大器-IN132
&&差动放大电路的的主要优点是电路简单，缺点是输入电阻较低，增益调节不便，在实际使用中电阻参数很难完全匹配导致共模抑制能力下降。 &
●&仪表放大器 &
&&&基本差分电路虽然可以达到放大差模信号，抑制共模信号的目的，但存在输入电阻较低、增益调节不便的缺点。 &
采用IN132构成的仪表放大器
●&反相交流放大器 &
C1=1000/2πf0R1（μF）&
C2=1000/2πf0RL（μF）&
单供电交流放大器 &
●&同相交流放大器 &
同相交流放大器
上一篇：下一篇：
Powered by &
这里是—这里可以学习 —这里是。
栏目导航：-一些典型的运算放大器OP应用电路结构（精华版）
分享到各大网站
&& &|& 频道&|&
南华大学黄智伟系列-一些典型的运算放大器OP应用电路结构（精华版）
本版名称:&
版&&&&&&&主:
EEWORLD欢迎您,请先或！
南华大学黄智伟系列-一些典型的运算放大器OP应用电路结构（精华版）
楼主 大 中 小 发表于
南华大学黄智伟系列-一些典型的运算放大器OP应用电路结构（精华版）
搜集整理了一些典型的运算放大器（OP）应用电路结构如下，供各位参考：
（以下内容主要摘自&吴运昌.模拟集成电路原理与应用[M].广州：华南理工大学出版社，2004.9& ）
1. 波形变换电路
波形变换电路属非线性变换电路，其传输函数随输入信号的幅度、频率或相位而变，使输出信号波形不同于输入信号波形。
1.1 检波与绝对值电路
1.1.1检波电路
图1.1.1所示为线性检波电路及其传输特性。电路中，把检波二极管D，接在反馈支路中，D2接在运放A输出端与电路输出端之间。该电路能克服普通小信号二极管检波电路失真大，传输效率低及输入的检波信号需大于起始电压（约为0.
3 V的固有缺点，即使输入信号远小于0.3 V，也能进行线性检波，因而检波效率能大大地提高。
图1.1.1 线性检波电路及其传输特性
线性检波电路的死区电压大小不决定于二极管的导通电压值，而是取决于D2正向压降VD的影响程度。
1.1.2绝对值电路
绝对值电路又称为整流电路，其输出电压等于输入信号电压的绝对值，而与输入信号电压的极性无关。采用绝对值电路能把双极性输入信号变成单极性信号。
在线性检波器的基础上，加一级加法器，让输入信号vi的另一极性电压不经检波，而直接送到加法器，与来自检波器的输出电压相加，便构成绝对值电路。其原理电路如图1.1.2所示。
(11.59 KB)
图1.1.2 绝对值电路
输出电压值等于输入电压的绝对值，而且输出总是负电压。
若要输出正的绝对值电压，只需把图1.1.2所示电路中的二极管D1、D2的正负极性对调。
1.2限幅电路
限幅电路的功能是：当输入信号电压进入某一范围（限幅区）后，其输出信号电压不再跟随输入信号电压变化，或是改变了传输特性。
1.2.1 串联限幅电路
图1.2.1所示为简单串联限幅电路及其传输特性。起限幅控制作用的二极管D与运放A输入端串联，参考电压（-VR）作D的反偏电压，以控制限幅器的限幅门限电压Vth。
图1.2.1 串联限幅电路及其传输特性
改变士VR的数值和改变R1与R2的比值，均可以改变门限电压。
1.2.2并联限幅电路
图1.2.2所示为并联限幅电路及其传输特性。二极管D与运放A输入端呈并联关系。
图1.2.2 并联限幅电路及其传输特性
1.2.3 稳压管双向限幅电路
图1.2.3所示为稳压管构成的双向限幅电路和电路传输特性。双向稳压管(2DW7)与负反馈电阻Rf并联。
图1.2.3 稳压管构成的双向限幅电路
稳压管双向限幅器电路简单，无需调整；但限幅特性受稳压管参数影响大，而且输出限幅电压完全取决于稳压管的稳压值。因而，这种稳压器只适用于限幅电压固定，且限幅精度要求不高的电路。
1.2.4 二极管双向限幅电路
图1.2.4所示为电阻分压二极管双向限幅电路。
(10.85 KB)
图1.2.4 电阻分压二极管双向限幅电路
电路传输特性如图1.2.4(b)所示。
1.2.5 死区电路
死区电路又称失灵区电路。当输入信号vi进入某个范围（死区）时，电路输出电压为零；当vi脱离此范围时，电路输出电压随输入信号变化。死区电路在计算机及产品自动检测设备中应用广泛。
（1）二极管桥式死区电路
图1.2.5所示为二极管桥式死区电路。二极管桥路接在负反馈网络中，其导通情况与参考电压&VR，R及输入电压vi有关。二极管的导通与截止，将改变负反馈量而导致传输系数的改变，达到死区输出电压vo＝0的目的。电路传输特性如图1.2.5（b）所示。
图1.2.5 二极管桥式死区电路
（2）精密死区电路
图1.2.6所示为精密死区电路及其传输特性。电路中，把带偏置电压（&E）的两个半波检波（整流）电路A1、D1、D2及A2、D3、D4组合起来。输入信号vi的正、负极性电压分别由正半波检波电路A2和负半波检波电路A1限幅检波后，送入反相相加器A2相加，获输出电压vo。
(11.42 KB)
图1.2.6& 精密死区电路
电路的传输特性如图1.2.6 (b)所示。
【desert2008sz】
【flngzi】
沙发 大 中 小 发表于
2. 函数发生器
函数发生器是一种能使输出电压与输入电压之间保持某一特定函数关系的变换电路。它主要应用于工业测量及自动控制系统中，常作传感器输入量与输出电压间的线性补偿网络，及信号的调节、压缩与扩张；也常用于产生甚低频波形或作波形变换。
集成运算放大器构成的函数发生器，通常是利用运放组件和外接非线性器件（如二极管、三极管）形成非线性传输特性来逼近实际要求的非线性函数曲线。
2.1 运放电路的线性闭环传输特性
运算放大电路的闭环传输特性，主要取决于运算放大器外接的反馈网络及输入端网络，与运算放大器本身的关系不大，因而只要在外电路中接入合适的非线性网络，便能获得所需的非线性传输特性。其基本型式有两种。
2.1.1 非线性元件接在输入端
图2.1.1（a）所示运算放大电路中，反相输入端外接了一个非线性元件，反馈支路接电
(22.07 KB)
图2.1.1&& 产生非线性传输特性的基本型式
已知输入端所接非线性元件的电流与电压之间的关系为&
而Rf流过的电流if为
故输出电压vo为& &
可见，输出电压是与输入信号电压的函数值成比例。即vo与vi之间具有某确定的函数关系。
2.1.2 非线性元件接在反馈支路
图2.1.1（b）所示运算放大电路中，反相输入端接电阻瓦，反馈支路接非线性元件。由图可知：
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
故输出电压v。为
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
可见，输出电压与输入信号电压的反函数值成比例。
根据上述分析，可以设想：若依输入信号vi的幅度大小，把vi分成若干个区域，而让每个区域的输入信号分别经过具有特定传输特性的有源网络，然后再把各有源网络的输出信号相加获总的输出电压vo，则vo与vi之间便具有某种非线性函数关系。这就是电路上实现用折线来逼近非线性函数的方法之一。
2.2二极管函数发生器
2.2.1 二极管网络接在反相输入端
图2.2.1所示为二极管网络接在反相输入端的函数发生器及其传输特性。
(27.02 KB)
图2.2.1 二极管网络接在反相输入端的函数发生器及其传输特性
可见，只要合理选取Rf及R1~R6各电阻值，便能使输出电压vo与输入电压vi之间具有设定的函数关系。
2.2.2二极管网络接在反馈支路
图2.2.2所示为二极管网络接在反馈支路函数发生器及其传输特性。
(37.64 KB)
图2.2.2 二极管网络接在反馈支路函数发生器及其传输特性
图中，运放A1、A2、A3与其相应的外接元件构成具有不同偏置电压值的线性检波器。输入信号vi分段经三个检波器输出，然后送到反相相加器A4，获总输出电压vo。如果VR取正值，则可以作出如图2.2.2(b)所示的传输特性，这一组折线可逼近抛物线。
板凳 大 中 小 发表于
3. 电压一电流变换电路
在控制系统及测量设备中，通常要利用电压一电流变换电路，进行信号的电压一电流之间的变换。例如，对电流进行数字测量时，首先需将电流变换成电压，然后再由数字电压表进行测量，因而需采用电流／电压（I/V
）变换电路。又如，在远距离监控系统中，必须把监控电压信号变换成电流信号进行传输，以消除传输导线阻抗对信号的影响。&
3.1电流／电压变换电路
3.1.1 电流／电压变换原理电路
图3.1.1所示为电流／电压变换原理电路。
图3.1.1 电流／电压变换电路
设A为理想运算放大器，则
可见，输出电压vo正比于输入电流is ，与负载RL无关，实现了I/V变换。
图3.1.1所示电路，要求电流源is的内阻Rs必须很大，否则，输入失调电压将被放大
倍，产生很大的误差。而且，电流is须远大于运放输入电流IB。
3.1.2 负载不接地V /I变换电路
图3.1.2所示为负载不接地电压／电流变换原理电路。负载RI接在反馈支路，兼作反馈电阻。
(40.81 KB)
图3.1.2 V／I变换电路
设A为理想运算放大器，则
可见，负载RL的电流大小与输入电压vi成正比例，而与负载大小无关，实现V /I变换。如果vi不变，则iL为恒流源。
图3.1.2所示电路，最大负载电流受运放最大输出电流的限制；最小负载电流又受运放输入电流IB的限制而取值不能太小，而且vo＝iL&RL值不能超过运放输出电压范围。
图3.1.3所示为两种负载不接地V /I变换电路，由于输入信号改为直流电压E，故称为恒流源电路。
图3.1.3 负载不接地V /I变换电路（恒流源电路）
3.1.3 负载接地V /I变换电路
图3.1.4所示为负载接地V /I变换电路。
(28.24 KB)
(39.41 KB)
图3.1.4 负载接地V /I变换电路 图3.1.5 负载接地恒流源
4楼 大 中 小 发表于
4. 电压一频率变换电路
电压一频率变换电路（VFC）能把输入信号电压变换成相应的频率信号，即它的输出信号频率与输入信号电压值成比例，故又称之为电压控制振荡器（VCO）。VFC广泛地应用于调频、调相、模／数变换(A/D)、数字电压表、数据测量仪器及远距离遥测遥控设备中。由通用模拟集成电路组成的VFC电路，尤其是专用模拟集成V
/F转换器，其性能稳定、灵敏度高、非线性误差小。
VFC电路通常主要由积分器、电压比较器、自动复位开关电路等三部分组成。各种类型VFC电路的主要区别在于复位方法及复位时间不同而已。下面将讨论由运放构成的各种VFC电路和典型的模拟集成V
/F转换器。
4.1运放构成的VFC电路
4.1.1简单的VFC电路
图4.1.1所示为简单的VFC电路。
(43.89 KB)
图4.1.1 简单的VFC电路
从图4.1.1可知，当外输入信号vi＝0时，电路为方波发生器。振荡频率fo为
时，运放同相输入端的基准电压由vi和反馈电压Fvvo决定。如vi＞0，则输出脉冲的频率降低，f＜fo
；如vi＜0，则输出脉冲的频率升高，f＞fo。可见，输出信号频率随输入信号电压vi变化，实现V/F变换。
4.1.2复位型VFC电路
复位型VFC电路采用各种不同形式的模拟电子开关对VFC电路中的积分器进行复位。
（1）场效应管开关复位型VFC电路
图4.1.3所示为场效应管开关复位型VFC电路及其波形。
(27.29 KB)
图4.1.3& 场效应管开关复位型VFC电路及其波形
由图可知，接通电源后，由于比较器A2的反相输入端仅受VB
(VB＞0)的作用，其输出端处于负向饱和状态vo2=vo2L（＜0＝，复位开关管T1栅极电位被箝位在数值很大的负电平上而截止，输出管T2截止，输出电压vo＝VoL(&
0)，VFC电路处于等待状态。
当输入正的信号vi后，反相积分器A1输出端电压Vol从零开始向负方向线性增加，当Vol的幅值| Vol |
略大于VB（注意R2=R4）时，A2输出状态翻转，从负向饱和状态跳变到正向饱和状态,Vo2＝vo2H（＞0，T2饱和导通，Vo＝VoH（＞0），二极管D截止，Tl因栅极开路而导，C1通过Tl快速放电，|Vol|
决速下降，A2的输出状态很快又翻转，vo2 ＝Vo2L ，T2截止，Vo＝VOL，T1截止，vi又通过Al对Cl充电，
vol又从接近零值开始向负方向线性增加，重复上述工作过程，因而输出端输出频率与输入信号vi的幅度大小有关的脉冲串。当vi增大时，vo1向负方向增加的速度加快，A2输出端从负向饱和跳变到正向饱和状态的时间提前，脉冲串频率升高；当Vi减小时，则相反，脉冲串频率降低。
（2）双极型管开关复位型VFC电路
图4.1.4所示为双极型三极管开关复位型VFC电路及其波形。
(31.13 KB)
图4.1.4& 双极型三极管开关复位型VFC电路及其波形
由图可知，当接通电源，且输入信号vi＝0时，由于比较器A2反相输入端电位(VD1&
0)高于同相输入端电位（&0）,A：输出端处于负向饱和状态，Vo＝VoL(&0)。同时，开关管T截止，积分器A1输出电压Vol=0。VFC电路处于等待状态。
&&& 当输入负的信号vi时，
vi 经 Al向Cl充电，vol正方向线性增加，当Vol上升到比较器A2的上门限电压
时，A2输出状态翻转，从负向饱和状态跳变到正向饱和状态，vo＝VoH(&
0)。此时，开关管T基极获正偏电压而饱和导通。积分电容Cl通过T快速放电，vol快速下降。当vol降到A2的下门限电压
时，A2输出又跳变为负向饱和状态，Vo＝VoL。
4.1.3反馈型VFC电路
图4.1.5所示为反馈型VFC电路及其波形。
(36.53 KB)
图4.1.5&&&&
反馈型VFC电路及其波形
由图4.1.5可知，它由积分器A1、比较器A2及开关管T组成。开关管不再与积分电容C1并联，而是接在运放A1的反相输入端与地之间。
当接通电源，且vi＝0时，由于VR(&
0)的影响，使A2输出处于负向饱和状态，vo2＝Vo2L(& 0)
,开关管T截止，输出电压vo为低电平VoL。
4.1.4恒流源复位型VFC电路
图4.1.6所示为恒流源复位型VFC电路。
(33.13 KB)
图4.1.6 恒流源复位型VFC电路
所谓恒流源复位，是指在积分电容C放电时，由复位电路产生的电流能使C在短时间内放电的电荷量与较长时间充电所得的电荷量相等，提高VFC的精度，这种电路又称电荷平衡型。如图所示电路，当vi为－1
mV~－10 V范围变化时，输出脉冲频率范围为1 Hz～10
kHz，非线性失真误差低于0.02％，总精度可达0.04％。输出信号的频率与输入信号幅度值成线性正比例关系。
4.2集成化VFC电路
&&& 模拟集成V/F,
F/V转换器，具有精度高、线性度高、温度系数低、功耗低、动态范围宽等一系列优点，目前已广泛地应用于数据采集、自动控制和数字化及智能化测量仪器中。集成V/F、F/V转换器大多采用恒流源复位型VFC电路作基本电路。
4.2.1 LM131系列
&&& LM131系列V
/F与F/V转换器，包括LM131/LM131A,
LM231/LM231A和LM331/LM331A几种型号，是电荷平衡型转换器。其工作频率可达到100
kHz；最大线性度，工作频率f＝10 kHz时为0.01％，f＝100 kHz时为0. 014％（外增设运放OP）；低功耗，Vcc =
5 V时为15 mW；输出脉冲电平可与TTL、CMOS电路兼容。
图4.2.4所示为LM331和运放A (tcA741)构成的精密V /F转换电路。
(48.09 KB)
图4.2.4& LM331 V/F转换电路
电路中，LM331的阀值电压端加上比较电平Vth6=
Vcc/2＝7.5V，7脚输入的比较电压由外输入信号vi经运放A及Ri、Cf构成的反相积分器产生。当积分器输出电压v7&v6
=Vth6时，芯片内单稳态定时电路中的R-S触发器置位，&
，电流开关SW把镜象电流源is接通1脚流出，对Cf反方向充电，使积分输出电压下降，v7＜Vth6
，芯片内单稳态定时电路中的放大管T截止，＋Vcc经Rt对Ct充电，vct上升，当&
时，R-S触发器复位，
& ，电流开关SW把is短接到地，放电管T导通，Ct通过T快速放电，
& 又对Cf正向充电，积分器输出电压正向线性增加，v7上升。当&
时，R-S触发器又置位。如此循环往复，在输出端3脚产生一个频率为fo的脉冲波。
图4.2.5所示为LM331和运放A构成的精密FVC电路。电路中，运放A作缓冲级，并构成二阶有源滤波器，当工作频率f＞1
kHz时，纹波电压峰值小于5 mV，而且响应速度快。
(48.66 KB)
图4.2.5 LM331精密FVC电路
图4.2.6所示为LM331与单片微处理器构成的数字化测量仪中的数据处理及显示电路。
(52.57 KB)
图4.2.6& LM331数据处理及显示电路
由图可知，多路模拟开关4052、程控放大器OP及低通滤波器Ri , Ci，对传感器产生0～5
V的模拟输入信号进行预处理。4052的八个通道，其中四个通道用于信号输入选通，而其中一个通道接地，另三个通道连接在一起，可以在程序控制下，实现测量时的自动去零及量程的自动转换，如三个通道分别接不同传感器产生的模拟信号，则可以实现多信号检测；八个通道中的另外四个通道与运放OP配合构成程控增益放大器，对小输入信号预放大。阻容滤波器RLCL用于滤除微小的尖峰脉冲。LM331实现模拟输入信号电压转换成频率变化的信号。微处理器部分由单片微处理器CPU
8031、程序存贮器2732、可编程接口8155及缓冲器和显示器等组成。
电路中，采用计数法来测量LM331输出的频率信号。8031芯片内的两个定时／计数器To和T1，置To为计数方式1，T1为定时方式1，定时时间为100
ms，溢出十次可获得1秒的定时，此刻T。的计数值即为LM331输出的频率值。微处理器把双字节二进制的计数又转换成5位BCD码，以便译码显示出待测的输入电压数值。
本系统的软件应包括测频，V/F转换非线性补偿、数据的转换及显示等模块。
4.2.2 AD650
AD650是单片集成电荷平衡型V /F及F/V转换器。其工作频率f可达到1
MHz，具有输出连续跟踪输入、线性好的特点。最大线性度，f=10 kHz时为0.002％，f=100 kHz时为0.005％，f=1
MHz时为0.07％。输入失调可调整至零，输出可与CMOS和TTL电平兼容。&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
图4.2.9所示为各类型输入电压时的AD650
VFC电路。三个电路中的AD650芯片，除2～4脚外，其余各引脚外围电路接法完全相同。其中，图(a)为单极性正输入电压电路，与图2-4-14原理电路一样，正输入电压经积分电阻加到积分运放A1的反相输入端3脚，A1的同相输入端2脚接模拟地，由信号源提供积分电流来驱动AD650
0双极性失调电流调整端4脚不用，悬空。图(b)为单极性负输入电压电路，负输入电压加到积分器A1同相输入端，因A1两输入端&虚短&，故积分电流是通过R1、R3从模拟地（信号源正极）取出。4端不用，悬空。电路工作原理与图(a)基本相同，外围元件参数选择原则亦相同。图(c
)为双极性（士5V）输入电压电路。双极性输入电压经积分电阻加到A1的反相输入端，同相输入端2脚接10 k&O电阻到模拟地。4脚外接1.
24 k&O的电阻到负电源端5脚，可得到标称值为0. 5 mA (10％)的偏移电流源，使2脚得到&
的偏移电压。因A1两输入端&虚短&，即3脚电压&
，所以当输入信号
& 时，积分电流
。电路工作原理与图2-4-14所示原理电路相同。
(40.79 KB)
(30.33 KB)
(40.93 KB)
图4.2.9& 各类型输入电压时的AD650 VFC电路
图4.2.10所示为AD650 FVC电路。
(45.06 KB)
图4.2.10&& AD650 FVC电路
负极性频率信号经微分网络Cd和Rd后从比较器A2的反相输入端9脚输入，当负脉冲到，其前沿产生负向尖脉冲，使vo＜Vth＝一0. 6 V
，比较器输出变高电平，触发单稳态电路进入暂稳定状态，输出高电平，使电流开关SW与积分器A1的反相输入端相接，恒流源is置入A1的反相输入端，对积分电容CINT充电，同时有漏电流流经R1和R3，积分输出电压vo线性上升，单稳态电路结束暂稳定状态，回到稳定状态后，CINT对R1、R3慢放电。下一个负脉冲到，电路又重复上述过程。
可见，输出电压vo的平均值与输入负脉冲的频率成正比，实现频率一电压转换功能。
&EEWORLD提示：为减少服务器的压力，请尽量不要使用迅雷等下载软件。
(43.89 KB)
(27.29 KB)
(31.13 KB)
(36.53 KB)
(33.13 KB)
(48.09 KB)
(48.66 KB)
(52.57 KB)
(40.79 KB)
5楼 大 中 小 发表于
5. 采样一保持电路
采样一保持（S/H）电路具有采集某一瞬间的模拟输入信号，并根据需要保持并输出所采集的电压数值的功能。S/H电路广泛应用于多路快速数据检测系统。
5.1采样一保持电路基本工作原理及性能
5.1.1 S/H电路基本工作原理
S/H电路的原理电路、电路符号及波形如图5.1.1所示。
(31.55 KB)
图5.1.1 S/H电路的原理电路、电路符号及波形&
电路中，SW为模拟电子开关，其状态由逻辑控制信号vc控制。CH为保持电容，其两端电压即为S/H电路输出电压vo。
当控制信号vc为高电平&1&时，模拟电子开关SW闭合S/H电路进入采样状态，输入信号vs(t)迅速对CH充电，vo(t)精确地跟踪输入信号；当vc为低电平&0&时，SW断开CH立即停止充电S/H电路进入保持状态，vo(t)保持SW断开瞬间的输入信号电压值不变。理想采样一保持特性如图（c）所示，其数学表达式为
(10.05 KB)
式中，to为逻辑控制信号vc从&1&变为&0&的时间。
实际的采样一保持电路，常需设置缓冲级把模拟开关SW，保持电容CH与信号源及负载隔离开，以提高采样一保持电路的性能。
5.1.2 S/H电路性能指标
S/H电路的主要性能指标有采样时间、断开时间；采样精度、保持精度等。
（1）采样时间和断开时间
S/H电路由保持状态变为采样状态，或由采样状态变为保持状态并不是瞬间完成，需要一定的时间。
从发出采样指令开始到输出信号达到所规定的误差范围内的数值为止，所需的时间称为采样时间（又称捕捉时间），一般为0.1～10&s数量级。
从发出保持指令开始到模拟开关断开，输出稳定下来为止，所需的时间称为断开时间（又称孔径时间），一般为10～150
ns数量级。
采样时间长，电路的跟踪特性差；断开时间长，电路的保持特性不好。两者都限制了S/H电路工作频率的提高，即限制了电路工作速度。
（2）采样精度和保持精度
实际的S/H电路，采样期间，输出信号难于准确稳定地跟踪输入信号，两信号间存在一定的偏差，称为采样偏移误差。保持期间，输出信号也不可能绝对维持不变，总是有所下降，即实际保持值与理想保持值之间存在一定的误差。
采样精度和保持精度分别说明采样期和保持期实际特性与理想特性接近的程度。精度越高，误差越小，说明实际特性就越接近理想特性。
一般来说，对快速变化信号，应采用高速S/H电路，其采样精度和保持精度相应会比较高，而对于慢速变化信号，当要求保持期较长时，采用高速S/H电路，则其保持精度不一定高。
5.2反相型S/H电路
5.2.1简单反相型S/H电路
图5.2.1所示为简单的反相型S/H电路。它由场效应管T构成的模拟电子开关、保持电容CH及反相工作的运放A组成。
(41.52 KB)
(37.52 KB)
图5.2.1 简单反相型S/H电路 图5.2.2 改进的反相型S/H电路
当控制信号vC＞0时，隔离二极管D截止，N沟道结型场效应管T导通，输入信号v5通过运放A及Rf，R1对CH充电，电路处于采样状态。
当vc＜0时，D导通，T的栅极加上比夹断电压VP（＜0＝的数值更大的负电压而截止，CH停止充电，电路处于保持状态。
S/H电路处于采样状态时，若略去场效应管导通内阻Ron，电路实质上是一个一阶RC有源低通滤波器，其低频传输系数为一Rf/R1，高频端截止频率fH＝1
/2&RfCH。为使vo能跟踪vS的变化，应取Rf＝R1，而且介应尽可能提高，否则会延长采样时间。但由于场效应管T导通电阻Ron约几百欧姆，而且受工作电流及温度的影响，因而将影响采样精度及延长采样时间。S/H电路处于保持状态时，由于场效应管截止时存在泄漏电流，将影响保持精度。这种简单的反相型S/H电路仅适用于对精度和速度要求较低的应用场合。
5.2.2改进的反相型S/H电路
图5.2.2所示为改进的反相型S/H电路。它与图5.2.1所示电路相比，仅增加了双极型PNP管T2、二极管D2及R4。
当VC＞0时，采样期，T2截止，不影响采样工作状态。当vc＜0时，保持期，T2饱和导通使场效应管T1源极电压箝位于T2的饱和压降Vces，电压很低，
T1的泄漏电流大大减小，从而减小对保持精度的影响。
反相型S/H电路输入电阻低，其值等于R1，而且精度较低。
5.3同相型S/H电路
5.3.1简单同相型S/H电路
图5.3.1所示为简单的同相型S/H电路。它由场效应管T构成的模拟电子开关、保持电容CH和运放A构成的电压跟随器等组成。
(37.33 KB)
图5.3.1 简单的同相型S/H电路 &
当VC＞0时，T导通，S/H电路处于采样状态；当VC＜0时，T截止，S/H电路处于保持状态。
这种电路，场效应管参数对电路精度的影响与反相型相同，电路精度较低，而输入电阻比反相型S/H电路大。
5.3.2改进的同相型S/H电路
图5.3.2所示为改进的同相型S/H电路。
(32.52 KB)
图5.3.2 改进的同相型S/H电路
由图可知，当VC＞0时，P沟道结型场效应管T2截止，N沟道结型场效应管T1和T3导通，其导通电阻分别为Ron1和Ron2，电路处于采样状态。运放A1、A2和R3构成负反馈电路，其中A1为误差放大器，当输出电压vo&0时，通过反馈校正作用，使vO=
Vs。环内Ron1和Ron2及A1、A2的失调和漂移对精度的影响均大大地削弱。因而提高了S/H电路的采样精度。
当VC＜0时，T1和T3截止，T2导通，电路处于保持状态。T2导通使A1继续处于负反馈闭环状态，避免A1处于开环应用而进入深度饱和状态，以缩短S/H电路从保持状态到采样状态的过渡时间。由于T1和T3为对称管，两管的泄漏电流值相等，且反馈补偿电容Cs＝CH，因而开关管泄漏电流、A2的基极偏置电流将在Cs、CH上产生数值相同的电压变化量，而且两电容电压的变化对输出电压vO的影响刚好相反，互相抵消，大大地提高了S/H电路的保持精度。
5.4 单片集成采样一保持电路
目前国内外已生产出多种型号的单片集成采样一保持放大电路。如单片集成采样一保持放大电路HA2420、AD582等。
6楼 大 中 小 发表于
第6节反相峰值检出
6. 峰值检出电路
6.1峰值检出电路原理
峰值检出电路是一种由输入信号自行控制采样或保持的特殊采样一保持电路。当复位指令vC未到时，输出信号自动跟踪输入信号的峰值，并自动保持相邻两复位指令期间的输入信号的最大峰值，一旦下一个复位指令到来，保持电容CH上的信号立即回零，并接着进行下一次峰值检出。理想峰值检出电路的输入电压v、和输出电压v。波形如图6.1.1所示。
(42.07 KB)
图6.1.1 理想峰值检出电路波形
6.2 同相峰值检出电路
图6.2.1所示为同相峰值检出电路。它由A1和D1、D2构成的半波整流电路、保持电容
CH、起缓冲作用的电压跟随器A2及复位开关管T组成。
(36.75 KB)
图6.2.1 同相峰值检出电路
由图可知，A1和A2构成负反馈系统。当复位信号电压vc＜0时，场效应管T截止，电路处于采样一保持状态，vo=
vcH，如vS＞vo，则vo1＞vcH
，Dz截止、Dl导通，误差电压经Al放大后，通过D1对CH充电，使vcH、vo跟踪vS；如vS＜vo，则D2导通、D1截止，vo＝vcH不再跟踪vS，保持已检出的vS的最大峰值。
D2导通提供A1负反馈通路，防止A1进入饱和状态。当vC＞0时，即复位指令到,T导通，CH通过T快速放电，vcH＝0，当vC＜0时，电路又开始进入峰值检出过程。
6.3 反相峰值检出电路
图6.3.1所示为反相峰值检出电路。
图6.3.1 反相峰值检出电路
A2为反相积分器，输出vo经Rf反馈到A1的同相输入端形成负反馈。电子开关SW断开时，如vS＞-vO，则vO＞0，D2截止、D1导通，电路处于采样跟踪状态，迫使vO＝vS。如vS＜－vO，则vo1＜O，D1截止、D2导通，电路处于保持状态。D2导通，使A1处于负反馈限幅状态，防止A1饱和。C1和C2为校正电容。SW为复位电子开关。
7楼 大 中 小 发表于
第7节信号发生器
信号发生器&&
信号发生器可分为正弦波发生器和非正弦波发生器（又称为张弛振荡器）两大类。由模拟集成电路构成的正弦波发生器，其工作频率多数是1
MHz以下，其电路通常由工作于线性状态的运算放大器和外接移相选频网络构成。选用不同的移相选频网络便构成不同类型的正弦波发生器。非正弦波发生器通常由运放构成的滞回比较器（又称施密特触发器）和有源或无源积分电路构成。不同形成的积分电路便构成各种不同类型的非正弦波发生器，如方波发生器、三角波发生器、锯齿波发生器、单稳态及双稳态触发脉冲发生器及阶梯波发生器等。此外，用模拟集成电路构成的信号发生器均需附设非线性稳幅或限幅电路，以确保信号发生器产生信号的频率及幅度的高稳定度。
7.1 正弦波发生器
7.1.1移相式正弦波发生器&&&
移相式正弦波发生器是由三节RC超前或滞后移相反馈网络和反相放大器组成，常用于产生低频正弦信号。三节RC电路含1.800相移，与负反馈放大器正好在该频率上构成正反馈，满足振荡的相位平衡条件FBf(W)
= 0，若适当选择稳幅负反馈网络的反馈电阻RF ,使放大器闭环增益大于1，即满足振荡的振幅平衡条件A(w) / F(w) =
1，就能在输出端得到正弦波振荡信号。图7.1.1所示为由两个运放组成的移相式正弦信号发生器。
(39.53 KB)
图7.1.1& 由两个运放组成的移相式正弦信号发生器
三节RC网络由C,R及A1的闭环输入电阻构成，与运放A1组成正反馈放大器。
7.1.2文氏桥式正弦波发生器&&&
文氏桥式正弦波发生器亦是常用的RC低频振荡器，由运放构成的同相放大器和文氏电桥反馈网络组成，基本电路如图7.1.2所示。其中R1、C1、R2、C正反馈网络与R3、R4负反馈网络构成文氏电桥。
(35.82 KB)
7.1.2& 文氏桥式正弦波发生器
图7.1.3所示为双向稳压管稳幅文氏桥式振荡器。在振荡幅度较小时，稳压管支路开路，闭环增益Avf较大，决定于R3、R4、R5。当振荡幅度达到稳压管击穿电压V2时，2DW
7B击穿，负反馈加深，使Avf下降而稳定输出幅度。R6与2DW
7B串联，在2DW7B击穿时可避免Avf值变化太厉害而造成波形失真。当R1 、R2取1.5 k&O士5％，C1、C2取107200
pF士0. 5％时，振荡器可获得失真度小于0.5％的1 kHz正弦信号。
图7.1.3& 双向稳压管稳幅文氏桥式振荡器
图7.1.4所示为双二极管稳幅文氏桥式振荡器。起振时及振荡幅度较小时，R1上压降不足于使D1、D2导通Avf较大；当振荡幅度增至某一值时，两二极管分别在输出电压的正负两个半周轮流导通，而且由于二极管正向导通的非线性，正向电压越大，正向电阻越小，使振荡器的负反馈深度加深Avf相对下降，使Vo幅度稳定在某一值。
(41.98 KB)
图7.1.4& 双二极管稳幅文氏桥式振荡器
图7.1.5所示为场效应管稳幅文氏桥式振荡器。当场效应管的漏源电压VDS较小时，其工作于可变电阻区，漏源电阻rDs几乎随栅源电压VGS线性变化，此时场效应管相当于压控电阻。如图所示，当电路起振时及振荡幅度较小时，由于稳压管Dz未击穿，场效应管VGS
= 4，rDs小，负反馈量小, Avf较大。当输出幅度达到某值时,
Dz击穿，信号负半周经二极管D整流，R3、C3滤波，在C3上获得上负下正的电压VC3，经分压电阻分压及Rw调节加到场效应管栅源之间，使VCs＜0，且输出信号幅度越大,
VGS的负值越大，rDs越大，负反馈深度越深， Avf越低，从而稳定振荡器输出信号幅度。
(40.76 KB)
图7.1.5& 场效应管稳幅文氏桥式振荡器
7.1.3双T选频网络正弦波发生器
把双T网络并接在具有正反馈的运算放大器的负反馈回路中，便构成双T选频网络正弦波发生器，其电路如图7.1.6所示。由图7.1.6可知，两个T型网络分别由R、R、2C和C、C、R/2所构成。利用星形电路与三角形电路互相转换的方法，可将双T网络简化成图7.1.7所示的等效电路。
(34.47 KB)
图7.1.6 双T选频网络正弦波发生器
在图7.1.6所示电路中，双T网络并接于运放A的反相输入端与输出端之间，对&＝&0之外的其它频率分量产生较强的负反馈，足以抵消由正反馈网络Rf1、Rf2引入的正反馈量；而对于&＝&0的频率分量，负反馈极弱，而Rf1、Rf2引入的正反馈量足够使电路振荡于&0上，输出频率fO=
1 /2&RC的正弦信号。为了稳定振荡信号的幅度，Rf1,或Rf2应选用特性合适的非线性元件。
应该特别指出的是，上述分析结果是在R、C参数值完全对称的条件下获得的，如果参数值不对称，例如仅将电阻R/2的取值减小，则双T网络的相频特性便会发生明显变化，在&＝&0处，&（&0）将达到-180&，此时，并接于负反馈回路的双T网络，在&＝&0频率分量上将构成正反馈，而其它频率分量仍为较强的负反馈，因此取消正反馈网络亦能构成正弦信号发生器，其实用电路如图7.1.8所示。
(39.67 KB)
图7.1.8 参数值不对称双T网络正弦信号发生器
7.1.4正交信号发生器&&&
正交信号发生器可输出两个相位差为90&的正弦信号，即一个是正弦信号，另一个是余弦信号。其电路的构成与工作原理的分析方法与前面三种类型的正弦波发生器不同。它由运放构成的有源积分电路组成，通过求解描述正弦振荡的二阶微分方程来理解电路工作原理。
图7.1.9所示为正交信号发生器原理电路。
(27.57 KB)
图7.1.9& 正交信号发生器原理电路
其中，A1构成同相积分器，A2构成反相积分器。
图7.1.10所示为一个实用双向稳压管稳幅正交振荡器。
(37.98 KB)
图7.1.10 一个实用双向稳压管稳幅正交振荡器
7.2 方波发生器
7.2.1方波发生器基本电路
图7.2.1所示为方波发生器基本电路和波形图。它是由运放A及R1、R2构成的滞回比较器和Rf、C构成的无源积分器所组成。稳压管Dz及限流电阻R3起限幅作用，使输出电压vo（t）的幅度限于-Vz与+Vz(设稳压管正向导通压降VD&&Vz，可忽略)。
(35.34 KB)
图7.2.1& 方波发生器
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
7.3 三角波发生器
图7.3.1 所示为三角波发生器及其波形图。
(39.97 KB)
(36.97 KB)
图7.3.1& 三角波发生器
它由A1构成的同相滞回比较器（基准信号和比较信号均加到同相输入端）和A2构成的单时间常数有源积分器组成。因而A2输出三角波vo(t)，A，输出对称方波vo(t)。
图7.3.2所示为实用的高精度三角波一方波发生器。它由A1(FC3)构成的有源积分器和A2、A3（均为 FC3
）构成的同相滞回比较器组成，波形产生的原理与图2-1-14所示三角波发生器完全相同。
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&
(40.45 KB)
图7.3.2 实用三角波一方波发生器
电路中，A2采用二极管D1、D2（全部二极管选用2CK 1）组成的双向限幅器，其输出幅度箱位在&VD&&0. 7
V。A3采用D3、D4和R5、R6组成的电阻分压式二极管双向限幅器。
7.4 锯齿波发生器
如果把图7.3.1所示三角波发生器中的单时间常数有源积分器改为双时间常数有源积分器便变成了锯齿波发生器，如图7.4.1所示。该电路的工作原理与图7.3.1相同。锯齿波电压幅度、电压峰一峰值、与三角波相同。
(28.66 KB)
& 图7.4.1&&
锯齿波发生器
单稳态及双稳态触发器&&&
用集成运算放大器构成的单稳态触发器及双稳态触发器，温度稳定性好，脉冲宽度调节范围大，调试简单方便，广泛应用于脉冲整形、定时及延时电路。
7.5.1单稳态触发器
图7.5.1所示为单稳态触发器。此电路与图7.2.1所示方波发生器相比，增加了充放电电容C的箝位二极管D1，及运放A同相输入端增设了由隔离二极管D2及微分电路Rd、Cd组成的触发脉冲输入电路。
(38.68 KB)
图7.5.1& 单稳态触发器
7.5.2双稳态触发器
图7.5.3所示为双稳态触发器。
(37.35 KB)
图7.5.3& 双稳态触发器
它实际上是由具有二极管双向限幅的滞回比较器构成。
阶梯波发生器&&&
图7.6.1所示为阶梯波发生器。它由矩形波发生器A1、积分器A 2和滞回比较器A3组成。矩形波发生器A1输出电压vol
(t)的高、低电平值VHl、VLl分别取决于运放A1的正、负向饱和压降，其周期T'及窄负脉冲的占空系数&d
/Tˊ可分别通过调整Rwl和Rw2进行调节。积分器A2将A1产生的一个个周期性负脉冲波积分成一个台阶波Vo2 (t)
。滞回比较器A3用作阶梯波周期To的控制电路，其同相输入端的输入信号与A2的输出vo2(t)成正比，当vo2 (t)上升至某一值，使A
3同相输入端电压VP3略高于反相输入端的基准电压vo3时，A3输出状态翻转。电路工作过程如下：在VP3＜VR3期间，A3输出Vo3
(t)＜0，D2截止，不影响A2的工作状态。当A1输出负脉冲电压VL1，时，D1导通, VL1被A2积分，vO2
(t)快速上升一个台阶值&DV；A1输出为正电压VH1时，D1截止，A2输出电压保持不变，形成一个平台阶电平。因而A1每输出一个负脉冲，v02
(t )便上升一级台阶。当vo2
(t)上升至使VP3&VR3时，A3输出高电压使D2导通，迫使A2反向积分，而且反向积分电流比VL1产生的正向积分电流大，导致Vo2
(t)迅速下降，VP3亦随之下降，直至VP3&VR3时，A3输出翻转成负电压为止，完成了一个阶梯波周期，接着下一个阶梯波周期又开始。下面计算阶梯波的有关参数。
图7.6.1 阶梯波发生器
[ 本帖最后由 小煜 于
06:08 编辑 ]
&EEWORLD提示：为减少服务器的压力，请尽量不要使用迅雷等下载软件。
(37.98 KB)
8楼 大 中 小 发表于
第8节模拟乘法器
模拟集成乘法器模拟集成乘法器能实现两个互不相关的模拟信号间的相乘功能。它不仅应用于模拟运算方面，而且广泛地应用于无线电广播、电视、通信、测量仪表、医疗仪器以及控制系统，进行模拟信号的变换及处理。目前，模拟集成乘法器已成为一种普遍应用的非线性模拟集成电路。
8.1 模拟乘法器的基本概念与特性
模拟乘法器输出特性模拟乘法器具有两个输入端口x和y及一个输出端口z，是一个三端口非线性网络，其符号如图4-1-1所示。
图8.1.1 模拟乘法器符号
一个理想的模拟乘法器，其输出端的瞬时电压vo（t）仅与两输入端的瞬时电压Vx（t）和vy（t）（vx（t）、vy（t）的波形、幅值、频率均是任意的）的相乘积成正比，不含有任何其它分量。模拟乘法器输出特性可表示为
式中 为相乘增益，其数值取决于乘法器的电路参数。
8.1.2模拟乘法器的工作象限根据模拟乘法器两输入电压X、Y的极性，乘法器有四个工作象限（又称区域），如图8.1.2所示。
(11.06 KB)
图8.1.2 乘法器有四个工作象限（又称区域）
当X＞0，Y＞0时，乘法器工作于第I象限；当X＞0，Y＜0时，乘法器工作于第Ⅳ象限，其它按此类推。
如果两输入电压都只能取同一极性（同为正或同为负）时，乘法器才能工作，则称之为&单象限乘法器&；如果其中一个输入电压极性可正、
可负，而另一个输入电压极性只能取单一极性（即只能是正或只能是负），则称之为&二象限乘法器&；如果两输入电压极性均可正、可负，则称之为&四象限乘法器&。两个单象限乘法器可构成一个二象限乘法器；两个二象限乘法器则可构成一个四象限乘法器。
8.2 模拟乘法器的传输特性模拟乘法器有两个独立的输入量X和Y，输出量Z与X
、Y之间的传输特性既可以用式（8.1.1）、（8.1.2）表示，也可以用四象限输出特性和平方律输出特性来描述。
8.2.1四象限输出特性当模拟乘法器两个输入信号中，有一个为恒定的直流电压E,根据式得到
上述关系称为理想模拟乘法器四象限输出特性，其曲线如图8.2.1所示。
(23.36 KB)
图8.2.1 理想模拟乘法器四象限输出特性
由图可知，模拟乘法器输入、输出电压的极性关系满足数学符号运算规则；有一个输入电压为零时，模拟乘法器输出电压亦为零；有一个输入电压为非零的直流电压E时，模拟乘法器相当于一个增益为
的放大器。
8.2.2平方律输出特性当模拟乘法器两个输入电压相同，则其输出电压为
当模拟乘法器两个输入电压幅度相等而极性相反，则其输出电压为
上述关系称为理想模拟乘法器的平方律输出特性，其曲线如图8.2.2所示。由图可知，是两条抛物线。
图8.2.2 理想模拟乘法器的平方律输出特性
8.2.3模拟乘法器的线性与非线性性质模拟乘法器是一种非线性器件，一般情况下，它体现出非线性特性。例如，两输入信号为
时，则输出电压为
可见，输出电压中含有新产生的频率分量。又如X、Y均为直流电压时：
可见，一般情况下，线性迭加原理不适用于模拟乘法器。
然而，在一定条件下，模拟乘法器又体现出线性特性。例如，X＝E（恒定直流电压）、Y＝v1+
v2&交流电压）时，则输出电压Z为
可见，输出电压中，不含新的频率分量，而且符合线性迭加原理，故此时，模拟乘法器亦可作线性器件使用。
8.3模拟集成乘法器在运算电路中的应用
8.3.1乘法与平方运算电路图8.3.1所示为AD534或BB4214)构成的相乘运算电路。
(13.98 KB)
图8.3.1 相乘运算电路
当两个互不相关的模拟电压vx＝vi1、vy＝vi2加到两个输入端口时，其输出端电压vo将正比于两输入端口电压的相乘积。即
(10.21 KB)
式中相乘增益 。
若图8.3.1中的两输入端口加上同一输入电压，vx＝vy＝vi，则相乘运算变成自乘运算，即平方运算。这时输出电压vo为
(16.38 KB)
8.3.2除法与开方运算电路图8.3.3所示为二象限除法运算电路，它由运放A和接于负反馈支路的乘法器构成。
(10.15 KB)
图8.3.3 二象限除法运算电路
根据运放线性应用时的特点及乘法器的特性，不难推理出输出电压vo与输入信号vi 、vR的关系为
当取R1＝R2时，vo为
式中相除增益Kd为乘法器相乘增益K的倒数。
电路中，vR为正极性电压，否则，运放A将工作于非线性饱和状态。因而，电路只能实现二象限相除功能。
图8.3.3所示电路中，vi从运放的反相输入端加入，除法器的输入阻抗较低。如要求提高除法器的输入阻抗，可采用图8.3.4(a)、(b)所示的同相端输入除法电路。
图8.3.4 同相输入除法运算电路
同样地，要求vR为正极性电压。由图可推导出电路输出电压为
式中K为乘法器相乘增益。
图8.3.7所示为开平方运算电路，其中，图(a)适用于vi＜0情况，图(b)适于vi＞0情况。由图可知，把乘法器组成的平方运算电路接在运放的负反馈支路便构成了开平方运算电路。
图8.3.7 开平方运算电路
由图可推理出电路输出电压vo为
如取R1＝R2，则vo为
式中K（V－1）为乘法器的相乘增益。
为了防止因vi极性的改变及噪声的影响，使运放发生正反馈堵塞现象，电路中接入了防堵塞二极管D。此外，当乘法器输入阻抗很高时，还需接入1M&O的电阻（如图中虚线所示），为二极管D提供良好的直流通路。
图8.3.9所示为开立方运算电路。不难推理vo为
（8.3.12）
为乘法器的相乘增益。
(11.67 KB)
图8.3.9 开立方运算电路
8.3.3均方根运算电路
信号电压或噪声电压e（t）的均方根值Erms（又称为有效值）表征该电压的能量，可表示为
（8.3.13）
式中 表示任意波形电压e（t）的平方值在时间上取平均，即
（8.3.14）
式中,T为取平均的时间间隔。
由数学表达式可见，对电压e（t）的有效值的测量，实质上是对e（t）先进行平方运算，接着在时间上取平均值，最后进行开方的运算过程。因此，可以利用前面介绍的平方电路、开方电路及运放构成的有源低通滤波器（取平均值）构成均方根运算电路，如图8.3.11所示。
(10.18 KB)
图8.3.11 均方根运算电路
8.3.4函数发生电路利用模拟集成乘法器与集成运算放大器配合，可以构成各种各样能以幂级数形式表示
的函数发生电路。下面举实例说明。
由函数表达式可知，该函数可由乘法器构成的平方电路和由运放构成的比例相减电路的组合电路来实现，其电路如图8.3.12所示。
8.3.12 函数发生电路
图中乘法器接成单位增益平方电路，运放A接成双端输入比例相减电路。电路的输出特性方程与函数f1
(X)的表达式完全相同，只要乘法器、运放及外接电阻的精度足够高，便能产生逼真的函数关系。
函数f2（x）可由图4-5-13所示电路来产生。
电路输出特性方程与函数f2(x)的表达式完全相同。
（3）函数f3＝ sinx
函数sinx可由幂级数形式表示为
（8.3.18）
因此，函数.f3 (x)=sinx可由图8.3.14所示电路来产生。请读者自行推理。
(10.14 KB)
图8.3.14 函数.f3 (x)=sinx
8.4模拟集成乘法器在信号处理方面的应用模拟乘法器不仅应用于模拟运算电路中，而且广泛应用于无线电通信领域。通信系统中的模拟信号处理大都可归结为两个信号相乘或包含相乘的过程，因而可以使用通用模拟集成乘法器来完成调制、解调、变频、倍频等非线性功能及实现AGC控制和压控振荡。而且电路简单，性能优越且稳定，调整方便，利于设备的小型化。
8.4.1普通调幅图8.4.1所示为普通调幅原理电路。高频载波信号电压VS加到x输入端口；直流电压Eo和低频调制信号v&O加到y输入端口（调制信号一般从非线性失真较小的y通道输入端口输入）。乘法器输出端接带通滤波器作负载，其通带中心频率为fs，带宽应大于或等于调制信号最高频率的两倍，以取出以fs为中心的频带信号，滤除高次谐波。
图8.4.1 普通调幅原理电路
为了滤除高次谐波，通常需在输出端加设带通滤波器。
8.4.2单边带调幅单边带信号的产生可以采用滤波法、相移法及移相滤波法三种。图8.4.2所示。为利用模拟集成乘法器组成的相移法单边带调制方框图。
(11.77 KB)
图8.4.2 相移法单边带调制方框图
调频电路图8.4.3所示为积分式调频振荡器。它是由积分式正交振荡器基础上插入两个乘法器所构成的。
图8.4.3所示为积分式调频振荡器
乘法器构成的积分式调频振荡器，能获得较大的频偏和良好的线性调制特性；但目前工作频率不高，多限于低频范围。
8.4.4混频电路混频是利用本机振荡电压VL，将高频信号电压vm变换成中频信号电压vI的一种频谱搬移过程，其组成方框图如图8.4.4所示。频率为fL的本振电压vL和中心频率为fs的已调波信号电压vm分别从x输入端口和y输入端口输入乘法器。输出端接带通滤波器作负载，其中心频率为fⅠ＝fL-
fs，带宽应等于或略大于已调波信号vm的带宽，滤除不需要的频率分量，取出所需频率分量。
图8.4.4 混频电路方框图
模拟乘法器混频电路具有下列主要优点：
(1)输出电流的频谱较纯净，组合频率分量少，寄生干扰小；
(2)混频增益KMIX较高，与本振电压幅值成正比；
(3)对本振电压幅值VLm大小要求不严格，VLm过小，仅影响KMIX，而不致产生失真；
(4) VLm一定时，中频输出电压与高频输入信号电压幅度呈线性关系，输入信号动态线性范围较大，有利于减小交调和互调失真；
(5)输入信号与本振电压之间的隔离性能好，频率牵引现象少。
8.4.5倍频电路图8.4.5所示为乘法器构成倍频电路的方框图。如图可知，乘法器两输入端口输入同
一信号vs，输出端接高通滤波器，便得到倍频电压输出。
图8.4.5 倍频电路方框图
8.4.6普通调幅信号的同步检波由模拟乘法器可构成各种模拟已调波信号的解调电路。利用乘法器可以实现调幅信号的同步检波。图8.4.6所示为普通调波同步检波电路方框图。普通调幅波信号vAM分两路传送，一路直接加到y输入端口，另一路经限幅放大器限幅选频放大，取出vAM中的载波成分作同步检波的参考电压VR9送到x输入端口，乘法器的差分输出电流经低通滤波器滤去高频分量，并经隔直祸合电容Cc，获取原低频调制信号va。
图8.4.6 AM波同步检波电路方框图
8.4.7双边带、单边带调幅信号的同步检波图8.4.7所示为双边带或单边带调幅信号同步检波电路方框图。由于抑载双边带信号和单边带信号中不含载波分量，因而同步检波所需同步信号VR由外设振荡器产生，其频率和相位均应与载波同步。
图8.4.7 AM－SC、SSB信号同步检波电路方框图
利用乘法器解调抑载双边带信号或单边带信号，检波线性好，即使输入信号较小亦不会产生太大的失真；而且同步信号较小时仍能实现线性检波。
8.4.8鉴相电路鉴相是将两个信号(vs1、vs2
)之间的相位差变换成电压的过程。图8.4.8所示为利用乘法器实现鉴相功能的电路方框图。图中，高频信号vs1和vs2分别从x输入端口和y输入端口输入乘法器。其输出端接低通滤波器，以滤除高频谐波，取出与两输入信号之间的相位差大小及其变化成比例的低频电压v&O。
图8.4.8 利用乘法器实现鉴相功能的电路方框图
8.4.9鉴频电路鉴频电路用于解调调频信号，将调频信号瞬间频率的变化转换成相应的电压变化。图8.4.9所示为模拟集成乘法器构成的移相式鉴频电路方框图。由图可知，调频信号vFM分两路输入，一路先经过线性移相网络，把瞬间频率变化转换成瞬间相位变化，即变成既调频又调相的调频－调相信号，与另一路调频信号一起送入乘法器进行鉴相。乘法器输出端外接低通滤波器滤除差分输出电流中的高频分量，取出与输入信号瞬间频率变化量成正比的原调制信号v&O。
图8.4.9 模拟集成乘法器构成的移相式鉴频电路方框图
8.5 自动增益控制电路
乘法器亦广泛应用于自动增益控制（AGC）电路中，其原理方框图如图8.5.1所示。图中，乘法器的y输入端口加高频输入信号vs，x输入端口加可控直流输入电压（Eo一&DE），乘法器输
图8.5.1 自动增益控制（AGC）电路原理方框图
出信号再经A2构成的增益为Av的同相放大器放大后获输出信号电压vo，其表达式为
式中K为乘法器相乘增益。
因为&DE是由输出电压vo取样并经整流、滤波所得的直流增量电压，△E的大小与输出电压vo的幅度增量成正比。&DE与固定电压Eo（其决定小信号增益）在运放A1中相减，故(Eo一&DE)的减小的变化率与输入高频电压vs振幅增大的变化率相同，当vs的振幅变化时，控制电压(Eo一&DE)作相反方向的变化，信号传输通道总增益KAv(
Eo一&DE)作相应变化，维持输出电压幅度基本不变。
由乘法器构成的自动增益控制电路，克服了偏压式自动增益控制电路的固有缺点。偏压式AGC中，增益的控制是靠改变放大管工作电流来实现的，必然会引起输入、输出阻抗的变化，影响放大器的调谐与匹配，导致放大器频率特性曲线变形、通频带变化、失真增大及稳定性变差等。而采用如图4-6-27所示AGC电路完全不存在上述问题，大大地提高了AGC性能。
压控三角波与方波发生器压控三角波（方波）发生器的频率可以由外加电压来控制。这种电路可用于电压／频率变换（VFC）、压控振荡器（VCO）及压控扫描电路中。图8.6.1所示电路为乘法器构成的压控三角波（方波）发生器。
(10.69 KB)
图8.6.1 乘法器构成的压控三角波（方波）发生器
图中，运放A1为积分器，输出三角波vo1；A2、A3构成施密特触发器，输出方波vo。输出波形的频率不仅与积分时间常数R1C及正反馈分压电阻R2、R3有关，而且与积分器A1输入端电压的大小有关。改变控制电压vC，可以改变积分器A1的输入电压vom，从而控制振荡信号频率。
[ 本帖最后由 小煜 于
06:56 编辑 ]
&EEWORLD提示：为减少服务器的压力，请尽量不要使用迅雷等下载软件。
9楼 大 中 小 发表于
下了不少功夫啊，支持一下哈哈哈
*AT89S/C52、AVRmega16、TI-LM3S811、MSP430、黑金FPGA、摄影、旅游、篮球..偶的最爱！*
10楼 大 中 小 发表于
吴运昌，哈，看得头晕
24小时排行榜
24小时内发帖:11
24小时内发帖:10
当前时区 GMT+8, 现在时间是
Powered by Discuz! 6.1.0 &
Comsenz Inc.
Processed in 0.084853 second(s), 8 queries, Gzip
已投稿到：
以上网友发言只代表其个人观点，不代表新浪网的观点或立场。