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无源UHF+RFID标签芯片射频模拟前端设计实现
西安电子科技大学 硕士学位论文 无源UHF RFID标签芯片射频/模拟前端设计实现 姓名：杜永乾 申请学位级别：硕士 专业：微电子学与固体电子学 指导教师：庄奕琪
摘要摘要无源超高频射频识别唧ＲＦＤ）技术具有准确性高、存储量大、抗恶劣环境、安全性高的特点，
已广泛应用于生产、物流、交通、防伪等领域中，并将成为未来信息社会建设的一项基础技术。本文对无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端 从芯片的系统结构、高效率的倍压整流电路、低功耗模拟前端电路设计和芯片设计流程等方面对ＲＦＩＤ芯片的整体设计进行了研究，并针对测试结果对电路进行了改进设计。本文针对芯片设计难点给出相应的解决方案。对低功耗设计思路，从电路系统 结构和具体电路设计两方面给出了解决方案，模拟前端功耗仿真结果和测试结果 分别为１０．８７３１．ｔＷ和１６斗ｗ，达到了低功耗要求；针对高效率倍压整流电路的研究， 本文提出了三种设计方案。一种方案是基于Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ０．３５阻工艺，将肖特基二极管整流器与低阈值偏置电路相结合，提高了电路的灵敏度和能量转换效率。在负载为２００ＫＱ，输入功率为．１５ｄＢｍ时，输出电压达１．４７Ｖ，其最低输入电压为２７５ｍＶ， 最高能量转换效率为２６．２％。同时结合测试结果，在ＴＳＭＣ０．１８ｌａｉｎ １Ｐ４Ｍ ＲＦＭｉｘｓｉｇｎａｌ Ｔ艺对此电路进行了改进设计，改进后的肖特基倍压整理电路的最高整流效率达到了２９％。同时提出了另外两种基于本征管的倍压整流电路和自偏置倍 压整流电路。对基于本征ＭＯＳ的倍压整流电路，在输入．１２．８ｄＢ，负载为１００Ｋｎ 时，输出电压达１．６４２Ｖ，此时倍压整流效率为５１．２％；对自偏置倍压整流电路， 在输入．１５ｄＢ，负载为１００ＫＱ时，输出电压达１．４２３Ｖ，此时倍压整流效率为６０．３５％； 对于模拟前端其它低压低功耗电路的设计，包括参考电流源、稳压器、大动态范 围的解调器电路和调制反射电路等，本文对电路的原理进行了分析并给出了相应 的仿真结果和版图，并流片验证。 在芯片测试方面，本文详细介了绍芯片的测试数据，并对测试结果进行了分析。 在测试结果分析的基础上，在ＴＳＭＣＯ．１８岬１Ｐ４Ｍ ＲＦＭｉｘｓｉｇｎａｌ工艺下对电路进行了改进设计，给出了改进电路原理图和仿真结果，并设计了版图。 同时本文提出了一种采用标准ＣＭＯＳ工艺的模拟随机数发生器，分析了其原 理，并给出了仿真数据。新设计的模拟随机数发生器的动态功耗为８００ｎＷ，静态功耗为６０ｎＷ。改进设计的射频／模拟前端版图在Ｃａｄｅｎｃｅ Ｖｉｒｔｕｏｓｏ中进行整合得到多个测试芯 片，并计划于２００９年１月在ＴＳＭＣ进行ＭＰＷ投片。关键词：ＵｔｔＦＲＦＩＤ无源低功耗随机数ＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔｒａｃｔＰａｓｓｉｖｅ ＵＨＦ Ｒａｄｉｏ丘ｅｑｕｅｎｃｙｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ（Ｉ强ＩＤ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｉｓ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｅｄ ｂｙ ｎＯＷ ｉｔ ｉｓｌｌｉｇｈ ａｃｃｕｒａｃｙ，ｈｕｇｅ ｍｅｍｅｒｙ ｓｉｚｅ，ａｎｔｉ―ｕｇｌｙ ｓｆｔｒｒｏｕｎｄｉｎｇｓ，ｈｉｇｈ ｗｉｄｅｌｙ ｕｓｅｄ ｉｎｓａＲｙ，ａｎｄｐｒｏｄｕｃｔｉｏｎ，ｌｏｇｉｓｔｉｃｓ，ｔｒａｆｆｉｃ，ａｎｔｉ―ｆａｋｅ ａｎｄＳＯｏｎ．Ｉｔｉｓ ｅｘｐｅｃｔｅｄ ｔｏｂｅｃｏｍｅ ｔｈｅ ｂａｓｉｃ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｓｏｃｉｅｔｙ．Ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ ｆｏｃｕｓｅｓｏｎｔｈｅｃｏｒｅｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ ｔｈｅ ＲＦ／Ａｎａｌｏｇｆｉ＇ｏｎｔｅｎｄ ｏｆｐａｓｓｉｖｅ ＵＨＦＲＦＩＤ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｃｈｉｐ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｐｘｅｆｒｏｎｔ ｅｎｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｅｓｉｇｎ，ｄｅｓｉｇｎ ｒｅｓｕｌｔｓ．ｄｅｓｉｇｎ，ｈｉ曲ｅｆｆｉｃｉｅｎｔｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ａｎａｌｏｇ ｃｉｒｃｕｉｔｆｌｏｗ，ａｎｄ ｔｈｅ ｉｍｐｒｏｖｅｄｄｅｓｉｇｎｂａｓｅｄｏｎｔｅｓｔＴｈｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍｓ ａｂｏｖｅ ｄｅｓｉｇｎ ｍｅｔｈｏｄ，ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ ｃｉｒｃｕｉｔａｒｅａｒｅｄｉｃｕｓｓｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ．Ｆｏｒ ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｏｆ ｔｈｅ ｃｈｉｐｄｉｓｃｕｓｓｅｄ ｆｒｏｍ ｂｏｔｈ ｔｈｅａｎｄ ｔｈｅｏｆ ｔｈｅｄｅｓｉｇｎ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｅｎｄａｎｄ ｔｅｓｔ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎａｎａｌｏｇ ｆｒｏｍ ｃｉｒｃｕｉｔｓａｒｅｉｓ １ ０．８７３ｐＷ ａｎｄ １６州ｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙ．Ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，ｔｈｒｅｅｏｎｐｒｏｐｏｓｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｈｅｓｉｓ．Ｏｎｅ ｉｓ ｂａｓｅｄＣｈａｒｔｅｒｅｄ０．３５１ｍａ ＥＥＰＲＯＭｐｒｏｃｅｓｓ．Ｗｉｔｈｔｈｅ ｈｅｌｐ ｏｆ ｓｈｏｔｔｋｙ ｄｉｏｄｅ ａｎｄ ｗｅｌｌ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｌｏｗ ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ ＮＭＯＳ ｂｉａｓ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｅｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｉｓｉｍｐｒｏｖｅｄ．Ｗｉｔｈ２００ＫＱ １０ａｄ ａｎｄ ｉｎｐｍ ｐｏｗｅｒ ｏｆ一１ ５ｄＢｍ，ｔｈｅ ｏｒｔｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ ｉＳ １．４７Ｖ ｗｈｉｌｅ ｔｈｅ ｍｉｎｉｍｇｍ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｓ２７５ｍＶ．Ｔｈｅ ｍａｘｉｍｕｍｉｍｐｒｏｖｅｄｏｎＰＣＥ（ｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）ｉｓ ２６．２％．Ｂａｓｅｄ ａｎｏｔｈｅｒｏｎｔｅｓｔｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓ ０．１ ８ ｌｘｍｄｅｓｉｇｎｅｄ，埘ｔｌｌ１Ｐ４ＭＲＦｉｔｓ ＰＣＥ ｂｅ ２９％．Ａｎｄｔｗｏ ｃｂ＇ｃｕｈｓ ｂａｓｅｄＴＳＭＣＭｉｘｓｉｇｎａｌａｎｄｐｒｏｃｅｓｓ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ，ｏｎｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｉｓｂａｓｅｄｏｎｎａｔｉｖｅＭＯＳ，ｗｉ血ＩＯＯＫＱ ｌｏａｄｉｎｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｏｆ一１２．８ｄＢｍ，ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｓ １．６４２Ｖ，ａｎｄ ｔｈｅ ＰＣＥ ｉｓ５１．２％．Ｔｈｅ ｏｔｈｅｒ ｉｓ ｓｅｌｆ－ｂｉａｓ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ，、７Ｉｒｉｔｌｌ １００ＩＣＱ ｌｏａｄ ａｎｄ ｉｎｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｏｆ－１２．８ｄＢｍ， ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｓ １．４２３Ｖ，ａｎｄ ｔｈｅ ＰＣＥ ｉｓ ６０．３５％．Ｏｔｈｅｒ ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔｓａｎａｌｏｇｆｒｏｎｔｅｎｄｄｅｓｉｇｎ，ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ，ｒｅｇｕｌａｔｏｒ，ＡＳＫｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ａｎｄ ｂａｃｋｓｃａｔｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｏｒ，ｅｔｃ．ｉｓ ｐｒｏｖｉｄｅｄ、ⅣｉⅡｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｅｓｉｇｎ，ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｎｄ ｌａｙｏｕｔ．ＴｈｅＡｎｄｔｅｓｔ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃｈｉｐ ａｒｅ ｐｒｏｖｉｄｅｄｗｉｔｈ ａｎａｌｙｓｉｓ．Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅ ｔｅｓｔ ｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ａｎｄ ｌａｙｏｕｔ．ｉｍｐｒｏｖｅｄ ＲＦ／ａｎａｌｏｇ ｆｒｏｎｔ ｅｎｄａｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄ，ａｎｄ ｇｉｖｅｎ ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｎｏｖｅｌ ａｎａｌｏｇｒａｎｄｏｍｎｕｍｂｅｒｇｅｎｅｒａｔｏｒ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｗｉｍ ｔｈｅ ｉｔｓ ｄｙｎａｍｉｃ ｐｏｗｅｒａｎａｌｙｓｉｓｏｆ ｉｔｓｗｏｒｋｉｎｇ ｍｅｃｈａｎｉｓｍａｎｄ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ，ｗｉｔｈ ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ ｂｅ ６０ｎＷ．ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ ｂｅ８００ｎＷ，ａｎｄ ｔｈｅｓｔａｔｉｃ ｐｏｗｅｒＴｈｅ ｉｍｐｒｏｖｅｄＲ．Ｆ／ａｎａｌｏｇ ｆｒｏｎｔｅｎｄ ａｎｄ ｔｈｅ ｄｉｇｉｔａｌｂｌｏｃｋｓａｒｅｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｉｎ ｌａｙｏｕｔ ｌｅｖｅｌ．Ｍｕｌｔｉｐｌｅｔｅｓｔ ｃｈｉｐｓ ｗｉｌｌ ｂｅ ｔａｐｅｄｏｕｔ ｉｎ ＴＳＭＣ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｉｎ Ｊａｎｕａｒｙ ２００９．ｌｏｗ－ｐｏｗｅｒＫｅｙｗｏｒｄ：ＵＨＦ ＲＦＩＤｐａｓｓｉｖｅｒａｎｄｏｍ ｎｕｍｂｅｒ西安电子科技大学学位论文创新性声明秉承学校严谨的学风和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下 进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。本人签名：．扭盎．葺丛日期！叁：！！西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究生在校攻读 学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 （保密的论文在解密后遵守此规定）本人签名 导师签名日期塑受：宝！：竺Ｅｔ期婴：！！：：竺第一章绪论第一章绪论１．１研究背景射频识别（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ＲＦＩＤ）技术起源于２０世纪４０年代雷达技术的发展。近年来，随着自动收费、门禁、动物识别和物流管理等应用的 开展，ＲＦＩＤ技术正以极快的速度走进人们的日常生活，特别是我国１３．５６ＭＨｚ第 二代ＲＦＩＤ身份证的发行，更是将ＲＦＩＤ真正送到每个人的身边。ＲＦＩＤ准确性高、 存储量大、耐用性强非接触识读、可识别高速运动物体、抗恶劣环境、保密性强、 高准确性和安全性、识别码唯一无法伪造、可同时识别多个识别对象的特点，已 广泛应用与生产、物流、交通、防伪等领域中，在很多领域将取代条形码作为无 线远距离识别的应用。射频识别（ＲＦＩＤ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）是一项利用射频信号通过空间藕合（交变磁场或电磁场）实现无接触信息传递并通过所传递的信息达到识别目的的技术。ＲＦＩＤ技术根据电子标签工作频率的不同通常可分为低频系统 （１２５ｋＩ－Ｉｚ－１３４．２ｋＨｚ），高频系统（Ｉ ３．５６Ｍｌ－Ｉｚ），超高频（８６０ＭＨｚ～９６０ＭＨｚ）和微波系统（２．４５ＧＩ－Ｉｚ－５．８ＧＩ－Ｉｚ）等。根据片内存储器的不同，电子标签可分为可读写标签㈣、一次写入多次读出标签（ｗｏＦｏｖＯ和只读标签ｆｒｏ）。可读写标签一般比一次写入标签和只读标签贵得 多：对于一次写入多次读出标签，用户可以一次性写入，写入后数据不能改变，比 只读标签要便宜，只读标签存有一个唯一的号码，不能修改。 根据电子标签供电方式的不同，电子标签又可分为无源标签（Ｐａｓｓｉｖｅ ｒａｇ），半有源标签（Ｓｅｍｉ－ｐａｓｓｉｖｅ ｒａｇ）和有源标签（Ａｃｔｉｖｅ Ｔａ．曲三种。其中，无源电子标签不含电池，它接收到读写器发出的微波信号后，利用读写器发射的电磁波提供能量。无 源标签一般免维护、重量轻、体积小、寿命长、较便宜，但它的阅读距离受到读 写器发射能量和标签芯片功能等因素的限制。１１］１２］ 本文中研究的标签既为无源、处于８６０ＭＨｚ￣９６０ＭＨｚ频段范围内的超高频射频识别标签。１．２研究现状ＲＦＩＤ已经有５０余年的发展历史，但受制于技术原因，直到２０世纪７０年代， ＲＦＩＤ技术才最终走出实验室进入应用阶段，而无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ的技术则是近十年 来才真正揭开它神秘的面纱。相对于目前成熟的ＨＦ系统，ＵＨＦ ＲＦＩＤ要复杂很多，２无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计国内各公司在ＵＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ技术的研究和应用方面尚不及发达国家，存在技术基础薄弱、量产能力不够、生产成本高的问题。在全国众多的ＲＦＩＤ企业中，各种代理 或者外企分支机构和系统集成与应用系统开发企业占到近９０％，真正从事ＲＦＩＤ核 心技术开发，具有自主知识产权产品的企业不到１０％，而具有无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ产 品的国内企业更是没有。但是我国政府和各大相关企业非常重视推动ＲＦＩＤ在我国 的发展，科技部把“射频识别（ＲＦＤ）技术与应用”列为国家高技术研究发展计划（８６３计划）的重大项目，划分了８４０ＭＨｚ～８４５ＭＨｚ和９２０ＭＨｚ＂一９２５ＭＨｚ两 个频段作为ＵＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ的工作频段，基于ＩＳＯ／ＩＥＣｌ８０００―６的国家标准也在逐步建立中。国外ＵＨＦ ＲＦＩＤ技术的起步较早，已经形成了标签芯片设计、天线设计、标签封装、测试、阅读器设计和软件平台等ＵＨＦ ＲＦＩＤ系统的研究和生产一整套生产流程。作为ＵＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ系统最为关键的组件之一，无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片设计的研 究热点主要集中在以下几个方面：与标准ＣＭＯＳ工艺兼容的低成本ＵＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ标 签芯片的设计，其中的关键技术难点是设计与ＣＭＯＳ工艺兼容的射频电路，包括 高效率倍压整流电路和大动态范围解调电路设计；超低功耗技术【３】【４】。１．３论文研究内容与贡献本文在原有技术积累基础上从宏观上对ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片的整体系统设计提出 了新的观点，并对芯片设计中的关键技术问题提出了一些新的解决方案，并实际 流片、测试验证，研究的主要内容和贡献主要有以下方面： １．从低功耗角度考虑，对系统整体结构提出了相应的解决方案。 ２．提出了无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片模拟前端低功耗设计技术的新思路，从芯片系 统结构和具体电路设计两个方面研究了超低功耗设计方法。 ３．提出了一种基于肖特基的新的倍压整流电路结构，并从原理和仿真结果两个方面对电路进行了分析。４．设计了标签芯片射频／模拟前端版图，流片验证。提出了测试方案，并完成了测 试和测试结果的分析。 ５．为了进一步降低功耗，针对测试结果，完成了Ｏ．１８９ｍ工艺下射频／模拟前端的改进设计，并重新提出了一种高效率倍压整流电路结构，同时设计版图流片验证。６．提出了一种极低功耗、高随机性的模拟随机数发生器，并从原理上结合仿真结 果进行了分析，完成了数字／模拟混合仿真验证。 本论文在原有技术积累基础上，从系统结构、具体电路设计和测试三方面探讨 了无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端的设计要点，研究工作的重点集中在高第一章绪论效率倍压整流电路，大动态范围检波技术、低功耗设计方法和低功耗、高随机性 的随机数发生器的设计，对芯片的设计关键技术提出了相应的解决方案，并结合 测试结果进行了电路的改进设计。１．４论文组织结构本论文的章节内容安排如下：第一章“绪论”概括了唧ＲＦＤ技术的背景，国内外目前的研究现状以及本文所做的工作。第二章“无源唧Ｐ，．ＦＩＩ）系统的工作原理和通讯过程分析＂对Ｕ珂ＲＦＩＤ系统的工作原理和通讯过程进行了研究。第三章“无源唧Ｒ．ＦＩＤ芯片射频／模拟前端整体结构、关键技术和设计流程＂提出了完整的低功耗无源切ⅡＲＦＤ标签芯片射频／模拟前端的内部结构框架，分 析了芯片设计的关键技术，提出了低功耗设计解决方案，并简要介绍了芯片的设计流程。第四章“无源Ｕ］既Ｒ．ＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现＂研究了无源Ｕ］脏ＲＦＫ）标签芯片射频／模拟前端具体电路的设计实现，并给出相应的电路原理图、仿 真结果和版图实现。第五章“无源切旺Ｉ疆Ｄ芯片模拟前端芯片测试”介绍了芯片的测试，并对测试结果作出了分析。第六章“无源唧ＫＦＤ芯片射频／模拟前端改进设计’’研究了０．１８¨．ｍ工艺下电路设计需要考虑的问题，并针对测试结果研究了射频／模拟前端改进设计，提 出了低功耗、高随机性的模拟随机数发生器，并给出了仿真数据、芯片版图设计 和最终流片方案。 第七章“总结与展望＂总结了本论文的工作，指出了其中的不足之处，并给 出了未来研究工作的重心和发展方向。第二章无源ＵＨＦＲＦＩＤ系统的工作原理和通讯过程分析第二章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ系统的工作原理和通讯过程分析本章对无源ｕ｝ｍＲＦｌＤ系统的工作原理和通讯过程进行了简单的介绍，为实际 标签芯片的系统框架和具体电路实现提供了参考。同时根据无源ＬｒＨＦ ＲＦＩＤ系统 的特点指出标签芯片设计的难点所在和关键技术，并对芯片设计流程做了简单的介绍。２１ＵＨＦＲＦｌＤ系统组成无线射频识别（ＲＦＩＤ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）技术是一种非接触式的自动识ｇⅡ技术，它利用射频信号及其空间耦合和传输特性，对静止或移动物体进 行自动识别。一个完整的ＲＦＩＤ系统的硬件通常由射频标签、读写器、读写器天线 和计算机所组成。如图２１所示，懒―＿、／一期读罂溅觥 、Ｈ舂＊％《渐磁性黼 舯 ≈～匝幽２１ＲＦｍ标签／ＲＦＩＤ系统硬件构成（１）计算机：主要用于系统数据管理，并实现用户和数据信息的交互。 （２）阅读器：阅读器主要由基带电路部分和射频电路部分组成，而射频电 路部分由发射电路和接收电路组成：发射电路产生需要载频的载波， 经过调制、放大后通过天线发射出去：接收电路接收标签的返回信号 经过天线接收后，通过混频、放大、比较处理后送到基带电路解码。 基带电路除了完成标签信号的编解码外，还完成标签协议的处理、与 上位机的数据通讯，通讯的接口一般有ＲＳ一２３２接口、ＲＳ一４８５接口或 者Ｅｔｈｅｒｎｅｔ接口。 （３）阅读器天线：发送射频能量供标签使用，同时发送命令与数据。 （４）ＲＦＩＤ标签：由标签天线和标签芯片组成。其中天线用于接收射频能量６无源Ⅵ巧Ｒ．Ｆ］Ｄ标签芯片射频／模拟前端设计和调制信号，并利用反向调制原理向阅读器返回数据；标签芯片是射 频识别系统的真正数据载体，它实现阅读器的命令的执行和数据交 互，由射频／模拟前端和数字基带两部分组成。２．２系统工作原理和通讯过程分析无源ＵＨＦ ＲＦＤ系统的通讯过程可以分为两个层次：一是底层的阅读器与标签 之间的通讯过程，二是阅读器与后台数据库、网络和应用体系之间的通讯。阅读 器在一定的标准规定下，通过空气接口读取标签唯一的电子编码，然后通过网络 将标签数据发送到上位机的数据库中进行查询，获得该标签相关的详细信息。通 过互联网，可以在全球范围内对电子标签进行跟踪查询和管理。无源切盱Ｒ．ＦＩＤ标签与阅读器之间的通讯原理与雷达的工作原理类似。其通讯数据传输包括两个链路：上行链路和下行链路。对下行链路，包括数据传输和能 量传输两个过程：阅读器向标签发射的高频电磁波通过芯片内部射频电路转换为 直流电压，为芯片提供工作电源电压，完成上电过程。同时，阅读器将一系列的 命令和数据调制到高频电磁波中，此调制电磁波被芯片内部解调电路解调为基带 信号，并输入到数字基带，进行解码等相应的数据处理；对上行链路，数字基带 将命令解调后，通过改变芯片自身的阻抗来改变天线的反射系数，使天线反馈回 阅读器的能量大小随调制信号的改变，从而将标签的信息调制到反射波上来实现 上行链路的数据传输。阅读器通过接收和解调标签反射回来的电磁波可以获得标 签的数据。 阅读器和标签之间的通讯是半双工的，在整个通讯过程中，阅读器是会话的发 起者。为了实现远距离范围多标签的可靠读写，标签的与阅读器之间还需进行数 据编码，差错校验，并采取防冲撞机制实现对多个标签进行识别。同时为了数据 的安全性需要进行一定的加密、解密处理，这些功能由标签的数字基带实现【４Ｊ。２．４小结本章对唧ＲＦＤ系统的构成做了简单介绍，然后对无源Ｕ】ⅡＩ江Ｄ系统的工作原理和通讯过程做了简单的分析，并从ＵＨＦ Ｉ疆Ｄ系统的角度分析了芯片的通 信机制和应该完成的功能，为标签芯片的设计制定了大体的框架。―――――――――――――――――――――――――――――――――――二二―二：：：：：：：：：：：：：：＝苎三兰垂塑！ＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端整体结构、关键技术和设计流程７：第三章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端整体结构、关键技术和设计流程根据ＩＳＯ／ＩＥＣｌ８０００―６Ｃ标准，本章给出了一种ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端的整体设计方案，并分析了实际芯片设计中的关键技术。３．１芯片射频／模拟前端结构根据上述对无源ＲＦＩＤ系统和工作原理的分析，提出了如图３．１所示的无图３．１切盯Ｉ强Ｄ芯片结构 芯片的结构大体上可以分为射频／模拟前端、数字基带和ＥＥＰＲＯＭ三部分。数 字逻基带是整个芯片的控制单元，ＥＥＰＲＯＭ是信息存储单元。射频／模拟前端的作 用是为芯片提供能量，完成信号调制解调，提供复位和时钟信号，其中包括倍压 整流电路、解调器电路、调制反射电路、参考电流源源、ＥＥＰＲＯＭ稳压、倍压电 路、基带稳压电路，上电复位电路和时钟电路。每个电路的功能分析如下： 倍压整流电路：将天线耦合得到的射频能量经过整流和电压倍增后得到芯片所 需的直流能量，是整个芯片的能量来源。由于芯片在通讯过程中，在传送低电平 时，芯片存在掉电的现象，因此需要在倍压整流输出端加～储能电容，在标签芯 片掉电时提供一个恒定能量源。同时芯片处于～个大范围工作状态，因此天线接 收到的能量存在大幅度波动，储能电容可以防止倍压整流输出存在较大纹波。此８无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计电容的计算公式如式（３－１）所示：乙－－一一Ｉ毒ｔ △矿（３．１）式中，，为后级负载平均工作电流，ｔ为芯片掉电最长时间，△ｙ为芯片典型 工作电压与最低工作电压之差。 解调电路：将阅读器发送的ＡＳＫ调制信号进行解调为标准的数字基带信号， 基带处理器对解调输出的数基带信号进行解码和命令解析，并根据命令的要求向 阅读器返回信号；调制反射电路：基带处理器返回的信号经过调制电路，通过改 变芯片自身阻抗，调制芯片与天线的匹配和反射系数，对芯片反向散射的射频连 续波进行调制，阅读器通过检测反射波的变化可以获得芯片反射的数据；参考电 流源源：提供与电源电压无关的参考电流，该电流通过电流镜精确复制后为模拟 前端的各个单元提供稳定的偏置电流，保证电路工作状态的稳定，同时用电流镜 限制电路功耗：上电复位电路：当电压上升到一定程度时，上电复位电路输出复 位信号，启动时钟电路产生时钟信号，并将基带处理器复位，进入就绪状态，准 备接收阅读器发送的命令；ＥＥＰＲＯＭ倍压电路、稳压电路：为ＥＥＰＲＯＭ电路提供 恒定电源电压（此电路结构的设计原因将在３．２节中详细论述）；时钟电路：为数 字基带提供精准时钟，并为ＥＥＰＲＯＭ倍压电路提供时钟驱动；基带稳压电路：由 于芯片的倍压整流电路随着芯片距离阅读器的距离不同输出电压变化较大，为了 保证基带处理器的稳定工作，在基带处理器的供电电路上设计了一个稳压电路，为基带处理器提供恒定电源电压。３．２射频／模拟前端电路设计的关键技术从上述无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ的工作原理以及工作过程分析可以看出，无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端电路设计的关键技术主要包括高效率倍压整流技术、 大动态范围内解调技术以及低功耗设计技术，其中高效率倍压整流技术和大动态 范围内解调技术，将在４．１节和４．２节中详细介绍。在本节中详细介绍射频／模拟前 端电路的低功耗设计技术。 随着集成电路的发展，电路的功耗问题也越来越突出和棘手。对于无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片而言，芯片不带外部电源，所有工作的能量只能由整流电路将标签 天线获得的射频能量转换为直流能量，并存储在储能电容中。假设在芯片与天线 匹配的情况下，若按照美国的标准，阅读器的发射功率为４ＷＥＩＲＰ，天线增益都为０ｄＢ，载波频率为９００ＭＨｚ时，芯片能接收到的能量与距离的关系可以由图３．２的曲线表示［４】。第三章无源ＵＨＦＲＦＩＤ芯片射频，模拟前端整体结构、关键技术和设计流程９倒３．２苍片获得的能量与距离的关系如果设计芯片的工作距离为３ｍ，芯片的输八功率约为３０％Ｗ，假设倍压整流电路 的效率为２０％，则芯片除去倍压整流电路以外的电路可用的功率为６０．ｕＷ，其中数字逻辑部分的电路要占绝大部分功耗．通常要占到７０％以上，即４２ＩＬｗ，剩下１８肼７为模拟前端电路的功耗，可见整体电路功耗是极低的。在这么低的功耗情况下， 为使芯片稳定可靠的工作，在射频，模拟前端电路的设计中采用了如下的低功耗技术：（１）降低电源电压： 电路的功耗由两部分组成；正比于电源电压的静态功耗和正比于电源电压平 方的动态功耗。如式（３－２）所示”３：‰，＝Ⅳ％‰‘＋乇‰式中，％Ｄ为电源电压，地为工作电流，ｃ盯为等效电容。（３―２）由此可见，降低功耗的最有效的办法是降低电路的电源电压和工作电流。 （２）分级供电：由于在芯片中包含ＥＥＰＲＯＭ电路，其工作电压相对较高，在Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ０ ３５９ｉｎ工艺下，采取的ＥＥＰＲＯＭ ＩＰ的工作电压为２ ６．－３ ６Ｖ，如果整体芯片采用这么高的工作电压，从式（３－２）可以看出，其功耗很难降低。因此，对 整体芯片结构设计为；芯片其它电路采用一个较低的电平，其功耗可以控制在很 低的水平，而对ＥＥＰＲＯＭ，则采用片上电荷泵将低电平泵浦到一个高电平作为 ＥＥＰＲＯＭ的工作电压，而片上电荷泵的功耗可以采用相应低功耗电荷泵结构，其 功耗也可以控制在很低的水平，因此整个芯片的功耗得到了极大的降低。 （３）分区分时供电：同时由于并不是所有射频，模拟前端的模块需要同时工作，因 此可以通过数字基带电路控制和其它使能开关，使得在各个模块的空闲阶段，将 其关断，同时合理安排模拟前端电路的工作时序，使得芯片的平均功耗处于一个 较低的水平，具体设计可见上电复位电路和ＥＥＰＲＯＭ稳压、倍压电路。 以上三点从电路体系结构上极大的降低了电路整体功耗，同时在对具体电路 设计时，采用了如下几种低功耗策略： （４）降低工作电流：对工作电流的降低可以通过将参考电流源的产生的基准电流ｌｏ无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计复制给各个子单元，用电流镜来钳制各单元工作电流，在保证了工作状态稳定的 同时，又将功耗限制在一个极低的数量级。同时在从电源到地存在导电通路的结 构中，用电流源限制泄放电流大小，这样即使存在一个放电通路，也会由于电流 源的存在将此电流限制在一个极小的范围内。 （５）降低阈值损失：在ＥＥＰＲＯＭ倍压电路中，由于普通电荷泵存在闽值损失， 使得倍压通路上存在一个ＭＯＳ阈值大小的电压损失，在负载功耗较大的情况下，此电压降导致的功耗将是十分恐怖的。以负载２０州（电压１．８Ｖ）计，ＭＯＳ阈值２５０ｍＶ计，此阈值损失将导致２．８１．ｔＷ的功耗损失，对无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片而 言，这么大的功耗损耗将是无法接受的，因此针对这一问题，设计了消除阈值损 失的电荷泵，祥细设计见ＥＥＰＲＯＭ倍压电路设计。同时，ＭＯＳ管的阈值表达式见式（３．３）：Ｖ：Ｉ＝Ｖｋ＝％ｏ＋ｒ（４２ａ．，＋‰一４２＊Ｆ）ｆ气气、由式（３．３）可见，为了降低阈值电压，可以采用增大Ｖｓｓ的办法实现，在对ＥＥＰＲＯＭ 倍压电路以及其他电路设计均可采用这种办法解决低电源电压工作情况下的阈 值。 （６）防止电源到地的交叉通路：以反相器为例，如果输入阶跃存在较大的上升（下 降）沿，则ＰＭＯＳ和ＮＭＯＳ存在同时导通的现象，此时电源到地形成放电通路， 即使管子尺寸很小，此电流也是很大的。如果电路中存在这样一个交叉放电通路， 由此产生的功耗损失将是不可接受的。为了避免这种功耗损失，在本设计中采用 两种结构防止交叉导通通路，分别如图所示，图３．３（ａ）为施密特触发器，通过其翻 转电平的滞回特性对阶跃信号整形，降低交叉导通时间，从而降低了功耗损失； 图３．３（ｂ）通过引入正反馈加速ＭＯＳＦＥＴ的开启和关断，避免了交叉导通。（ａ）（ｂ）图３．３消除电源到地交叉通路具体电路第三章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端整体结构、关键技术和设计流程ＩＩ在采用可上述低功耗设计思路后，芯片射频／模拟前端电路整体功耗得到很好 的控制，并使整体功耗大大降低。仿真结果显示，在采用了上述低功耗设计思路 后，射频／模拟前端电路整体功耗为１０．８７３ｐＷ，达到了低功耗设计要求。’３．３设计流程０．３５“ｒｎ该芯片采用新加坡ＣｈａｒｔｅｒｅｄＥＥＰＲＯＭ ２Ｐ４Ｍ ＣＭＯＳ工艺，ＭＯＳ采用低阈值ＭＯＳ，Ⅻ讧ＯＳ阈值电压为Ｏ．２５８Ｖ，ＰＭＯＳ阈值电压为０．４５６Ｖ。芯片最低设计指标为：射频／模拟前端最低工作电压为１．６ｖ，功耗低于１８州。具体设计指标详见第五章各个子模块设计指标。 整个ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片的设计流程可以划分为数字的基带处理器和射频／模拟前 端两个流程同时进行。对射频／模拟前端电路设计，包括电路设计和版图设计两部 分。对电路设计，在射频／模拟前端电路设计之前，设计整体系统框架，包括整体 指标的制定和信号接口的定义。根据芯片整体指标确定工艺要求，然后根据这些 要求选择具体工艺。在拿到工艺文件后，再确定芯片详细设计参数，并设计相应 的子模块电路结构，然后根据模型库仿真验证，确定详细的器件尺寸，在子模块 确定后进行整体验证。在整体仿真通过后，和数字基带进行数字、模拟混合仿真 验证。仿真通过后就可以进行版图设计，这包括版图设计和设计规则检查（ＤＲＣ）、 电学规则检查（ＬＶＳ）、寄生参数提取（ＰＥＸ）以及电路后仿真（Ｐｏｓｔ Ｗａｆｅｒ，多项目晶圆）投片验证。 在芯片射频／模拟前端设计过程中采用的设计工具如表３．１所列。ＬａｙｏｕｔＳｉｍｕｌａｔｉｏｎ）。只有在后仿真通过之后，才能交付代工厂进行ＭＰＷ（Ｍｕｌｔｉ Ｐｒｏｊｅｅｔ表３．１芯片射频膜拟前端设计工具设计工具ＡＤＳ Ｓｐｅｃｔｒｅ Ｖｉｒｔｌ．ｔｏｓｏ Ａｓｓｕｒａ、Ｄｉｖａ、Ｄｒａｃｕｌａ Ｓｐｅｃｔｒｅｖｅｒｉｌｏｇ用途 射频电路设计 射频／模拟电路设计、仿真 模拟版图设计 物理验证（ＤＲＣ／ＬＶＳ／ＰＥＸ） 数模混合验证工具厂商ＡｇｉｌｅｎｔＣａｄｅｎｃｅ Ｃａｄｅｎｃｅ Ｃａｄｅｎｃｅ Ｃａｄｅｎｃｅ３．４小结本章从整体上给出了无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端的实现框架，介绍了各个模块的功能，分析了芯片设计的关键技术，并提出了相应解决方案，最后介 绍了芯片的总体设计流程，为芯片的设计实现制定了实施方案。第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现１３第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现本章深入探讨了唧ＲＦＩＤ芯片低功耗射频／模拟前端部分电路的设计，并给出了相应电路的仿真结果。针对射频／模拟前端，本文的研究重点在于对芯片的电 源产生电路――倍压整流电路的设计，大动态范围解调电路设计，以及低功耗时钟电路的设计。４．１ＣＭＯＳ工艺兼容的倍压整流电路作为芯片获取工作能量的唯一来源，倍压整流电路的效率影响到后级电路所能获得的能量大小，它直接决定了芯片的工作距离。因此如何提高倍压整流电路的效率成了ＩＪｌ盱Ｉ强Ｄ芯片研究的热点【６】。目前主流的实现方式有两种，一种是采用高频特性较好的肖特基二极管实现的倍压整流电路【＿７】【羽，另一种是与标准ＣＭＯＳ 工艺兼容的本征ＭＯＳ实现的倍压整流电路【９】，【ｌｏ】，【１１１，除此以外，还有基于ＳＯＳ（Ｓｉｌｉｃｏｎ－Ｏｎ－Ｓａｐｐｈｉｒｅ）［ｚ２】、Ｆｅ删工艺【１３】等特殊工艺的倍压整流电路的研究，ＩＩ而这些由于成本较高一般很少采用。本文首先对针对Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ０．３５ｍ工艺流片采用的基于肖特基二极管实现的倍压整流电路进行了研究，同时结合测试结果在 ６．２节中提出了另外两种电路结构，并进行了仔细分析。ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片接收到的是天线输入的交流信号，对于远距离无源ＵＨＦＲＦＤ，天线接收的信号功率随距离的平方关系减小，在谐振频率下，芯片可以获得到电 压幅度可以通过式（４．１）【９】【２２】计算 Ｉ珞Ｉ－－）√２×Ｒ，ｃ×易 降１）式中，Ｒ／ｃ为芯片的输入阻抗，假设为３００Ｑ，尸一为输入功率，假设按照第三章 的计算在３ｍ距离时为３００Ｉ＿ｔＷ，得到的的交流电幅度只有４２４ｍＶ，无法直接驱动 芯片后级电路工作。因此倍压整流电路首先需要具有足够的电压增益，将输入电 压转换为具有一定幅度的直流电压才能驱动后级电路工作，另外倍压整流电路还 需要具有尽可能高的能量转换效率，并且启动电压也应尽可能的低，以保证电路正常启动，Ｄｌｒ、。Ｉ ｋ．ｆｌＤ２ｒ、ＪＤ－ｌｒ、ＪＤｈ ｒ＼ｌ广――，～虹二、／＼√Ｖ．／‘、一鼍７＼ 、一 ～．．．．Ｌ 一…ｌ―Ｃｉ］邑乙瓦．．．．Ｌ一７盥ＤｒｆｌＳｔａｇｃｌ１１４无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计 图４．１倍压整流电路影响倍压整流效率的因素主要包括以下几个方面：二极管的正向导通电压损失、反向漏电、对地的寄生电容、整流器件的导通电阻等等。倍压整流电路的设 计需要综合考虑各方面的因素。传统Ｄｉｃｋｓｏｎ电荷泵的优点是可以实现与数字工艺的兼容，降低芯片的制造成本，特别是当芯片的尺寸往０．１８ｐｍ甚至０．１３呻以下发展的时候，芯片面积减小，产能的增加进一步促进了芯片成本的下降。但是采 用ＮＭＯＳ管作为整流器件存在阈值损失（相当于二极管的正向导通电压损失场）， 寄生电容大的缺点。另外，随着电荷泵中的电压逐级升高，后级ＮＭＯＳ管的源和 衬底电压压差逐渐升高，体效应会导致ＮＭＯＳ管阈值增大，整流效率降低。肖特基二极管结电容较小、正向导通电压低、转换时间快，可以减轻上述压力。因此在此次流片中，针对ＭＰＷ采用的Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ＥＥＰＲＯＭ ２Ｐ４Ｍ ＣＭＯＳ工艺，采用了 肖特基做整流器件，其正向导通电压是２００ｍＶ，并提出了一种新的结构，使倍压 整流电路能够抑制上述缺点，具有较高的整流效率和较强的带载能力。为了能够 使电路在接近二极管导通电压时也能够正常工作，电路使用该工艺提供的低阈值 ＮＭＯＳ管加偏置电路后与肖特基二极管并联共同完成倍压整流的作用【４】。此电路结 构框图如图４．２所示，它由主电荷泵和从电荷泵构成，主电荷泵完成倍压整流功能， 从电荷泵结合偏置二极管为主电荷泵提供偏置。整个倍压过程分为两个阶段：第 一阶段是启动阶段，肖特基二极管完成倍压整流作用，在从电荷泵的偏置电压建 立以后，主电荷泵为后级负载提供能量，过压保护防止输出电压过高，为后级电 路提供保护作用。一‘ｔ １ 二ｔ １ １ ｜ Ｌ １ １ １ 一ｌ １ １ Ｉ． ＬＬ ＬＬ Ｌ：１ １―甜．毒‘蕾＿．／ｌ］――－）蕾－．一 一蜘ｊ主电 倚泵＼蕾ｌ过压儡护厂从电荷累４．２提出的倍压整流电路原理图主电荷泵的原理图如图４．３所示，采用了与ＣＴＳ电荷泵结构，在偏置电压建 立前，肖特基二极管为电流主通路，在偏置电压建立后，主要由ＣＴＳ ＭＯＳ管完成 电流传递作用。第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现１５图４．３主电荷泵原理图为了消除正向导通电压的损失，并防止反向漏电，必须建立一个有效的偏置 电压，在传统的偏置电路结构中，此问题没有得到较好的解决，因此，在本文中 新提出了一种有效的偏置电路。同时为了分析方便，在本文中，引入了导通角这 个概念。导通角可以定义为电荷泵整流器件在射频信号一个周期中的导通角度。 导通角越大，在射频信号一个周期中整流器件导通时间越长，负载在一个周期内 能得到的平均能量就越大，因此可以通过提高整流器件导通角的方法提高整流效率。在传统的ＣＴＳ电荷泵中（以其中一级为例，如图４．４所示，Ｍ是ＣＴＳＭＯＳＦＥＴ），各关键节点的电压如图４．５ Ｃａ）所示。在ＲＦ信号负半周期中，仅当ＶＧＳ＝Ｖ鼢ｙ删＞％，时ＣＴＳ管才开启，此时ＣＴＳ管才向后级传送能量，如果Ｖ６ｓ＜％ ＣＴＳ管甚至不能开启：而在ＲＦ信号正半周期，如果其源漏电压‰＝ｙ鼬一矿ｏｒｅ＞‰，则其反向漏电可能会非常大，严重降低了倍压整流效率。从图４．５（ｂ）中可以很清楚的看到这一点。４．４传统电荷泵中一级原理图在传统的ＣＴＳ结构中，Ｖ ｂｉａｓ直接从下级倍压整流单元中获取，偏置电压受整 流效率的影响不可能太高，并随着天线输入能量和负载的大小变化而变化，并不 能被准确调整，ＣＴＳ管可能会存在欠偏或者过偏的情况，使得倍压整流效率很难上升。Ｖ ｂｉａｓ Ｖ－ｐｒｆ ∞１６无源ＵＨＦ ＲＦｌＤ标签芯片射频／模拟前端设计（ａ） （ｂ）４．５传统电荷泵各节点电压因此，为了增大导通角，必须抬高偏置电压，并使反偏源漏电压低于阈值。 基于上述分析，本文提出了一种新的偏置电路，如果图４．６所示。ｒ”ｃ宁Ｄｆ一’ｒ…卜～ｌ＝Ｃ丰Ｉ４．６新提出的偏置从电荷泵在考虑了正向导通电压损失、．反向漏电、对地的寄生电容等因素的影响后，倍压整流输出可以写为：‰＝‰＋Ⅳ×（（ＶＤＤ高一丽１ｏ卜¨叱“乏’其中，Ｇ是寄生电容，厶为负载抽取电流，Ⅳ为倍压整流级数整流，，ＤＤ为天线 输入电平。从上式可以看出，为了抬高输出电压，减小厶是一个非常有效的办法， 同时为了保证反偏源漏电压低于阈值，在这里引入了两个二极管接法的ＭＯＳＦＥＴ。 这两个ＭＯＳ管的尺寸很小，可以有效抑制负载抽取电流，因此输出电压很高，同 时电荷泵是串联的关系，因此，每一个偏置点的电压都很高，而偏置电路由于负载电流很小，整体功耗也是相当低的。两个偏置ＭＯＳ管上的压降可以表示为式（４―３）所示（４．３）Ｖ＝２（％＋这个电压降加在图４．３中的节点ｂｉａｓ ２Ｎ－Ｊ和ｂｉａｓ ０∥ｔ上，由于电流很小，Ｖ≈２‰因此，主电荷泵中ＣＴＳ管的源漏偏置电压为‰≈％，并且由于电荷泵是串 联的关系，每个ＣＴＳ ＭＯＳ管的偏置电压均为‰≈‰，在采用了这样一种结构后，在ＲＦ信号的负半周，ＣＴＳ ＭＯＳ管的偏置电压为一个阈值以上，因此，在整个负半 周期ＣＴＳ ＭＯＳ管处于常开的状态，能为后级电路提供很强的驱动电流。而在ＲＦ信 号正半周，ＣＴＳ ＭＯＳ也能完全关断，使得反向漏电流非常小，如图４．７所示。第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现１７Ｖ ｂｉａｓＶＪ代二面§：：：Ｉ：（ｂ）４．７提出的偏置从电荷泵偏置电压图同时，从本文所提的电荷泵的结构中，可以看出，从电荷泵的所有电流均直 接流入负载没有任何电流浪费，而在其它电荷泵结构中偏置电路的电流均浪费消耗了。在负载为１００Ｋ．Ｏ，输入电压为０．３Ｖ时，主从电荷泵的电压输出曲线如图４．８（ｄ） 所示，可见从电荷泵由于负载较轻，很容易获得较高的输出电压，保证主电荷泵 可以得到足够的偏置。 图４．８（ａ）～（ｃ）显示了该电路在不同负载情况下的仿真特性曲线。其中，图４．８（ａ） 显示的是输出电压随输入电压变化的曲线，可以看到，在每一种负载情况下输出 电压和输入电压保持几乎线性的上升关系，可见从电荷泵为主电荷泵提供了足够 的偏置电压，并且由于电压钳位电路的左右，没有使主电荷泵出现过偏置的现象。 使总体的电压增益在一定范围内保持固定的数值。随着负载电阻的减小，电荷泵 输出电流增大，导致输出电压下降，因此由图可见各条升压曲线随着电阻减小而降低。图４．８（ｂ）所示为电路的输入功率与能量转换效率ＰＣＥ之间的关系。由于偏置电 路改善了电荷泵的低压工作特性，所以当输入电压幅度超过肖特基二极管的导通 电压时，输出电压迅速随之升高，负载上获得的能量也逐渐增多，可以看到ＰＣＥ 随输入功率增大而迅速升高，当电压升高到一定程度时，负载电流的增大也导致 了消耗在电荷泵本身内阻的功率增大，于是当输入功率大于一定值后，ＰＣＥ开始（ａ）无源ＵＨＦＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计蚕犀（ｃ）（由图４．８带偏置的肖特基二极管整流电路仿真结果 图４ ８（ｃ）显示了不同负载情况下，输出电压与输入功率的关系．对于２００Ｋ．Ｑ的负载，当输入功率为一１５ｄＢｍ（约３ｌ州）时，输出电压可达１．４Ｔｖ＂，输出电流为７３５止，此时输入电压为２７５ｍＶ，仅比肖特基二极管的正向导通电压高７５ｍＶ。带偏置的肖特基倍压整流电路的版图设计如图４ ９所示。可见偏置电路的作用大大改善了肖特基整流器的低压工作特性。图４．９带偏置的肖特基倍压整流电路版图图中将圆形的肖特基二极管排列成两排，放置于中间，分别构成主电荷泵和从 电荷泵，两排肖特基二极管之间放置了一排ＮＭＯＳ管，构成主电荷泵的辅助电路。 整流器件两边放置的是ＰＩＰ电容ｆ多晶与多晶构成的电容），作为倍压整流电路的耦 合电容和储能电容。由于ＰＩＰ电容对地的寄生电容小，具有良好的稳定性，所以选用这种电容作为倍压整流电路的电容１４】。４．２解调器电路解调器的作用是将基带信号的包络从超高频载波上提取出来，并恢复成原始的 数字信号。解调器电路的设计要考虑到电路的灵敏度和动态范围。灵敏度是指解第四章无源ＵＨＦＲＦＩＤ芯片射频膜拟前端电路设计实现｝９调器对微弱信号进行解调的能力，在对标签进行远距离识别的时候，标签的输入 电压会随着距离减小，解调器的灵敏度决定了标签能识别的最小信号幅度。由于 标签在距离阅读器距离不同时，接收到的信号强度会有好几个数量级的差别，为 了保证标签在远距离情况下能解调微弱信号，在距离阅读器很近的时候不被阅读 器的强信号阻塞，因此对解调器的动态范围有一定的要求。动态范围大的解调器 有助于保证标签在各种复杂环境下正常工作。一般ＵＨＦ ＲＦＤ的调制电路设计采 用一个单级的倍压整流电路取出信号的包络，然后进行波形的整形”…，实现方式 较简单，但是在丈信号下可能会出现信号的过饱和而无法正常解调。文献口１中提 出了一种基于铁电工艺的，采用电流方式对信号进行解调的解调器，可阻实现大 动态范围的解调。本文设计了基于标准ＣＭＯＳ工艺下的解调器．利用ＡＧＣ电路 可以获得较高的灵敏度和较大的动态范围。 本文设计的解调器分为三个模块，如图４ １０所示。㈣Ｚ撒专ｒ一 《㈦图４１０解调器电路框图首先包络检波器通过二极管或者二极管连接的ＭＯＳ晶体管将高频载波的负半 周削去，并经过限幅电路削去过强的信号，输出射频信号的正半周，由于是ＡＳＫ 幅度调制，所以剩下的射频信号中包含了所需基带数据的包络。将信号经过一级 低通滤波后，将高频载波旁路掉，剩下的是低频的基带信号的包络，由于该信号 包络的边沿不够理想，还不能直接送入基带处理器进行解码，为了完成信号的整 形，将该信号包络分成了两路，一路经过峰值检测器进行一定的延迟后送入迟滞 比较器，另外一路直接输入迟滞比较器，经过比较器整形后可以获得理想的数字 信号波形。 为了增加解调器的灵敏度，这里设计的解调器采用了ＣＭＯＳ工艺兼容的有源 检波电路，其原理类似于前面电荷泵中提到的阐值补偿技术。采用普通的ＮＭＯＳ 经过阐值补偿后可以等效成为阚值电压为０的二极管，电路原理图如图４ １１所示。 图中的有源检波电路包含了一组做偏置用的电流镜，带偏置电路的检波二极管，无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计电压钳位电路，有源负载和低通滤波电路。首先看检波二极管电路的构成和直流 偏置情况。图中Ｍ２是主要的检波器件，Ｍ１是Ｍ２的偏置。从电流镜产生电流经 过Ｍ１后分成两路，一路经Ｍ２，Ｍ３到地，另一路直接流向Ｍ４。如果电流很小，由于‰?＝‰－＝＋珞（４＿４）所以在Ｍ１会上产生一个接近于玩的电压，这个电压加在Ｍ２的栅漏之间，将 Ｍ２偏置为一个正向导通阈值电压为０Ｖ的二极管。由于采用了阈值补偿技术，使 检波的灵敏度得到提高。 从天线输入的交流信号经过电容耦合后从Ｍ２的漏极进入，经过Ｍ２整流后高 频载波的负半周被切掉，从Ｍ２的源极输出单向的脉动电流，该电流加在Ｍ３有源 负载上转换为带有基带信号包络的脉动直流电压，这一电压再经过一级ＲＣ低通滤 波后旁路掉高频载波，还原出基带信号的包络。图４．１１有源检波电路经过检波电路后得到的信号包络还不能直接进入基带处理器，需要对基带信 要对基带信号包络的峰值进行保持和平滑滤波，得到基带信号的峰值包络。峰值 包络可以代表当前载波信号的强度。峰值包络信号一方面可以通过迟滞比较器与 基带的包络信号进行比较获得整形后的标准数字信号，另一方面作为上述有源检 波电路的栅电压，控制有源负载的大小。当标签距阅读器较近时，高频载波的信 号强度大，因此经过峰值检测后得到的ＤＣ电压相应地也会变高，这个变高的电压 加载到有源负载上，会使ＮＭＯＳ管的沟道电阻减小，降低了检波输出的信号幅度， 通过这样一个负反馈，可以使检波输出的电压幅度保持相对稳定的值，即实现了 自动增益控制的功能。 图４．１２显示的是峰值检测电路的原理图。原理图可以简化成为虚线框中的电第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现２１路。４．１２峰值检测电路电路的工作原理为：当输入电压升高的时候，由运放构成的电压跟随器给电容 充电。电容上的电压可以很快达到接近输入电压的峰值。当输入电压过了峰值开 始减小，由于电压跟随器中二极管的存在，电容的放电只能经过电阻，在原始电 路图中，电阻是通过一串ＮＭＯＳ管实现的电流镜结构，所以放电电流可以控制得 很小，放电时间很长。整个过程对于电容来说充电的速度快，放电的速度慢，因 此电容上的电压在一段时间内可以保持输入信号的峰值。又由于上述负反馈作用 的存在，因此这个峰值会保持在ＮＭＯＳ管的阈值电压附近。 由于标签在实际环境中工作，在距阅读器远近不同的时候，芯片输入信号的强 度会有好几个数量级的差别，通过这样一套电路可以实现标签在大动态范围内正常地解调。标签解调器采用的迟滞比较器整形电路如图４．１３所示图４．１３迟滞比较器整形电路解调器各关键节点的信号仿真波形如图４．１４所示。无源ＵＨＦ ＲＥＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计，圳ＨｉｌｌＨｔｔｔＨＨＩ ＩｔｌｔＨｔＩｔｌ川Ｉ趔射匦零匾垮。牿舭４鎏蓠㈤｛巨５ 塑ｊ篓囊雾‘鼙蘩掣。鲑图４１５解调器的版图４．３调制反射电路无源ＭＩ－ＩＦＲＦＩＤ标签一般采用反向散射的调制方法，即通过改变芯片输入阻 抗来改变芯片与天线间的反射系数，从而达到调制的目的。一般设计天线阻抗与 芯片输入阻抗使其在未调制时接近功率匹配，而在调制时，使其反射系数增加。 ｌＳ０１８０００―６Ｃ标准中定义了幅移键控（ＡＳＫ）和相移键控（ＰＳＫ）两个调制方案。在ＡＳＫ 调制方案中，两个阻抗状态（只改变纯电阻，开路或短路或分别等于两个非零电阻 值）在两个天线引脚之间互相切换。用户可以选择任何一个状态来表示逻辑１或０。 在ＰＳＫ调制方案中也有两个受控的阻抗状态，但只改变虚部值。为在两个虚部电抗第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现２３值之间切换，通常使用大ＭＯＳＦＥＴ或带压敏电容的变容二极管来实现ＰＳＫ调制。在ＭＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ芯片设计中，天线端的等效阻抗可用电抗与电阻并联来表示， 如图４．１６所示。Ｖｓ幸斟天线Ｒ亍Ｐ标签Ｉ假设天线具有最小散射，则反向散射功率由式（４－５）表示：％＝‘器４酉蒜 ％＝番４志图４．１６天线与芯片的等效阻抗∽） （４－５）式中，晟卿有效的全向辐射功率，如是天线电阻，尺芯片电阻，彳。是有效的雷达截面面积。在ＡＳＫ调制中，天线端的等效阻抗为实数（Ｘ》Ｒ），并在Ｒ，和Ｒ２之间对数据信号进行了调制。假设Ｒ２＞Ｒ，，为调制天线端的等效电阻，可以使用一个由数据信 号驱动的开关，将电阻ＲＭＯｎ与应答器输，ｚ，ｏｇ阻俾２）并联，这样Ｒ．ｆ－－－－ＲｚＩ［ＲＭＯＤ。当不 接电阻ＲＭＯＤ时，从天线等效的电阻等于恐，从天线传送到负载的所有功率尸册都可用来给应答器供电。当连接‰时，天线端的等效电阻等于ＲＪ，从天线传送到负载的功率砌的一部分可以用来为发射应答器供电，其余功率消耗在电阻焉脚上。当Ｐｒ０２等于Ｐｒ０１时，Ｒ，＝Ｒ２。因此，从设计角度看，在ＡＳＫ机制中不可能为 标签ＩＣ提供恒定功率。相应的等式为：和只ｙ器ｅｙ量器４‰－２乞ｙ百４Ｒ可ＡＲ！瓦ＲＭ酉ｏｏ（４固㈤（４－８）式中，ｎｙ为平均功率，Ａ。为有效雷达截面面积。 在ＰＳＫ调制方案中，ＪＲ＝凡，这样应答器近似处于匹配状态，虚部分量Ｘ与数 据信号进行调制。反向散射信号的相位信号０由式（４．９）确定：锆么Ｖｎｓ－－－－ａｔａｌｌ｛赫’∽，如果对Ｘ进行以零为中心的对称调制，则应答器的输入功率翰在调制期间保持不２４无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计变，由式（４．１０）确定岛＝ｅ矿币４Ｘ万２㈣）大多数ＰＳＫ调制器允许用输入信号对输出电容进行调制。应答器中变化的电抗分量常常是容性的，因为这更节省ＩＣ面积，并能获得高Ｑ值。与ＩＣ制造工艺中的感性元件相比，它的Ｑ值很小，而且几乎不占面积。在应答器前端，当信号 发生变化时，可采用匹配网络（感性元件），以便与在调制器输出端等效的电容平均 值发生谐振，因此扛诵１件１１’式中，Ｃ１为输入信号等于１时的调制器输出电容，Ｃ２为输入信号等于０时的调制器输出电容。．天线端的等效平均电抗∞包括微分电容分量，并由式（４―１２）确定：彳＝瓦了最＝丌（４－１２） （２万石）ＩＣｌ―Ｃ２ＩＰＳＫ调制方式在反向散射的时候，标签可以保持恒定的能量，这是它优于ＡＳＫ 调制的地方，但是这两种调制方式在误码率（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ，ＢＥＲ）、平均功率和电压幅度方面都有各自的最优值，在误码率方面，ＰＳＫ比ＡＳＫ低０．７４ｄＢ［１２】，从芯片可获得的平均功率来看两者都是５０％，从芯片可获得的输入电压来看，ＡＳＫ调制在匹配的时候可以获得相当于ＰＳＫ两倍的电压值【６１。另外ＰＳＫ调制方式对天线 与标签之间的匹配比ＡＳＫ方式要求更高，设计更加复杂，因此本文设计的ＭＩ－ＩＦＲＦＩＤ标签芯片采用了ＡＳＫ调制方式，所设计的ＡＳＫ调制反射电路的原理图如图４．１７所示。图４．１７ＡＳＫ调制反射电路调制反射电路使用大尺寸的ＰＭＯＳ开关作为调制的开关管，ＰＭＯＳ开关导通第四章无源ＵＨＦＲＦＩＤ芯片射频，模拟前端电路设计实现２５时，芯片的输入电阻接近０，芯片阻抗失配，反射功率最大，代表反射数据１，此 时芯片无法获得射频能量。反之，当ＰＭＯＳ开关截止时，芯片输入阻抗保持匹配 状态，射频信号能量进入芯片，反射的功率最小，代表反射数据０。ＰＭＯＳ开关管 由基带的信号经过电平位移电路后驱动，因此ＰＭＯＳ开关的栅极可以获得更高的 栅压，保证关断状态可靠截止。ＰＭＯＳ开关的漏极接了一个ＮＭＯＳ上电保护管， 其栅极受芯片的上电复位信号控制。只有当芯片完成上电过程后才允许进行信号 的调制反射。ＮＭＯＳ上电保护管避免了由于数字基带电路复位前状态不确定而导 致芯片处于反射状态，无法获得工作能量的情况发射””。该电路的版图图４１８调制反射电路版图图中的ＰＭＯＳ开关管和ＮＭＯＳ上电保护管采用网状栅极的ＭＯＳ晶体管，有 利于减少寄生电容电容，增大ＭＯＳ管的宽长比。４．４低功耗参考电流源参考电流源为整个模拟前端电路提供参考电流源，决定了整个芯片模拟前端电 路的直流偏置电以及静态功耗。由于倍压整流电路输出的供电电压会随着芯片离 阅读器的位置不同或者天线的方向不同而产生变化，为了保证在各种情况下芯片 的模拟前端电路正常工作，需要设计一个与电源电压无关的低压低功耗参考电流 源。目前针对低压低功耗微电流源的研究很多，出现了许多非常规设计的电流源电路，如文献㈣㈣中都对不需要采用电阻的超低功耗电流源进行了研究，这种电路利用了ＭＯＳ管在弱反型【Ｉ”状态下的特性，采用了～种基于电流的模型１１９）对电流 源进行设计，经过实际仿真发现，这种电流源在电源电压变化范围很大的情况下 没有很好的抑制作用，本文提出了一种工作于亚阅值的微电流源电路，可以在很 低的工作电压下启动，井产生稳定的电流。电流源的电路如图４ １９所示。无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计图４．１９低功耗电流源电路图４．１９中的启动电路是为了防止电路中可能出现简并偏置点【２３１，保证电流源 能正常启动。如果电路启动瞬间，乃为高电平，则参考电流源的两个ＰＭＯＳ管都 截止，参考电流源的电流为Ｏ，如果没有启动电路，这种状态将长时间保持，以至 于电流源无法正常工作。启动电路的工作过程如下，当刚开始上电的时候，电容 Ｇ和白上的电压都为０，如果虼为高电平，Ｍ５首先开始导通将玖拉低，于是 Ｍ１，Ｍ２和Ｍ５开始导通，有电流流过整个电路，由于。被充电，电压逐渐上升， 使运放的输出电压虼更低，电流进一步增大，加速了电路向正常工作状态转移。 由于Ｍ６导通后向白充电，使白电压逐渐增大，电路达到稳态的时候白上的电 压可以达到ＶＤＤ ｒｅｃｔ，ＰＭＯＳ管Ｍ５关断，从此不再影响电路的状态，稳定以后 的电路靠运放的调节保持参考电压的稳定。 运放对参考电流的调节过程使这样的，当电源电压升高时，Ｍ１、Ｍ２的栅源电压增大，因此两边的漏电流按一定比例增大，但是由于Ｒ的存在，节点‰的电压 变化率比节点％大，并且由于电容白的存在，％瞬间并不变化，因此差分放大器的正输入端电压高于负输入端，输出电压升高，使Ｍ１、Ｍ２的栅源电压降低， 因此电流又降低，经过一个动态调节过程，使得Ｍ１、Ｍ２的栅压始终跟随电源电 压的变化，电流保持为一个固定值。 由于所需的基准电流很小，所以参考电流源电路的四个ＭＯＳ管均工作在亚阈值区，根据亚阈值的电流公式１２３’对于Ｍ３，有，％３＝ｇ／×％×Ｉｎ（等）＋巧＾）３（４―１３）Ｘ“同理，对于Ｍ４有，％４＝，ｚ×坼×ｌＩｌ（ｉ二丛＝－）＋Ｋ（４－１４） Ｘ“０４由于Ｍ３和Ｍ４的栅电位相同，于是有％３＝％４＋Ｌ４Ｒ（４－１５）第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现将式（４―２１）和式（４－２２）代／Ｘ，ｘ－戈（４―２３）得到ｇＦ３－－ｎｘ坼蛐（丧）乩Ｒ＋＿跏×％地（南）＋虼由式（４．２４）可以解得（４．１６）＇ｄ４－＂％…％×去地爱×分半由于乃＝玩＝％一‰其中哳为漏电流为Ｏ时的栅源电压，所以 ％＝咒×％×亡×１ｎ（詈×》１㈣（４―１８）ＣＣ瓜＾）２０３式中，研～＆是ＭＯＳ管的宽长比，切、％为Ｍ３和Ｍ４的漏电流，口为比例系数，ｍｒ为热电势，刀为倾斜因子，它定义为栅电压关于夹断电压的微分，其值在１￣２之间。因此，该参考电流源产生的参考电流仅与ＭＯＳ管的宽长比、热电压以及电阻尺有关，不随电源电压而变化。由于对一般的工艺而言，电阻存在较大的工艺偏差，而对Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ０．３５／ｘｍ ＥＥＰＲＯＭ工艺，采用高阻值多晶电阻，其工艺偏差达到了３０％，因此参考电流存在存在非常大的工艺偏差，考虑到这个问题在参考 电流源中引入电阻Ｒｌ和ＭＯＳ Ｍ，，由此输出参考电压Ｖ ｒｅｆ可以表示为：ｋ＝Ｉ时嘲＋ＶＧ―ｎ×ｕＴ×ｉＲｌ地（妻×ｓｓ４，）＋Ｖｍ＋≈１３．×Ｕ，×！兰×１ｎ（！ｉ×０４）＋Ｖ血１）（４―１９）ＲＳ２Ｓ３尽管电阻的绝对偏差较大，但是电阻的相对偏差却非常小，由上式可见，参考 电压Ｖ－ｒｅｆ，仅仅决定于ＭＯＳ管的宽长比、热电压以及电阻之比和ＭＯＳ阈值，用 此参考电压利用电流镜偏置后级电路偏置，将得到一个非常稳定的参考电流。 为了降低参考电流源的工作电压，电路源中的ＭＯＳ管采用Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ＥＥＰＲＯＭ 工艺的低阈值ＭＯＳ管，对参考电流源电路进行参数扫描仿真结果如图４．２０所示， 由图中结果可见，要使参考电流源正常开始工作，所需的最低电源电压为５５９ｍＶ， 并且在电压上升到３Ｖ的过程中，参考电流源的电流恒定为８９．７ｈＡ。由图４．２０可 见，参考电流源的输入电源电源超过最低工作电压后可以在很宽的范围内保持参 考电流稳定，几乎不随电源电压变化。无源ＵＨＦＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计６ｄｎ一《一３０ｎｆ１Ｒｄｗｉｌｒｎ８ｆｒ――――――――――――――――――――――一 圉４２０参考电流源输出参考电流随供电电压变化曲线表４ １参考电流源四个工艺角下的仿真结果测试参数ｌ工艺角ｔｙｐｉｃａｌ ８９ ７ ｌｒｅｆ（ＩｌＡ）ｌ ！塑：！ 塑！堡地丑ｌｌ工艺角％９０ ８３工艺角ｓｆ９０８５ｆ工艺角ｆｆ Ｉ工艺角ｆｓ８９ ５８８ ３７∑熊堕垒Ｉ≥！§：§！世！！！！：！ 最小工作电压： ０ ５５９Ｖ！ｚ！：２ ！！！塑Ｉ！ｚ§ ｊ鲤！！！ｉ！！典型工作电压：１．６Ｖ从仿真数据可见此电路结构具有很好的工艺偏差抑制性。 参考电流源的版图如图４ ２１所示，版图中使用Ｓ形的多晶电阻来制作电流源 中的Ｒ，具有较好的稳定性。参考电流源采用电流镜向外输出各路参考电流，为了 使各路电流与参考电流保持一致，将电流镜采用的沟道长度很大的ＭＯＳ管与电流 源紧密地放在一起，并且保持长度方向一致。簇薰蓁三三三三三勇图４ ２１低功耗参考电流源版图４．５上电复位电路上电复位电路的功能是在芯片的供电电压稳定之后产生一个复位信号。复位信 号一方面对基带处理器进行复位，另一方面为调制反射电路提供一个使能信号， 和为时钟提供启动信号，保证在上电过程中不必要的功耗浪费，加快上电。 其设计必须要考虑以下几方面问题：如果电源电压上升时间过长，会使得复 位信号的高电平幅度较低，达不到数字电路复位的需要：启动信号产生电路对电第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现２９源的波动比较敏感，有可能因此产生误动作；静态功耗必须尽可能的低；同时在 不同的读周期内，上电复位电路必须提供可重复的上电复位信号。通常，无源ＲＦＩＤ标签进入场区后，电源电压上升的时间并不确定，有可能很长【２们。在综合考虑了以上要求之后具体设计的上电复位电路如图４．２２所示：、――Ｌ１１玎一ｌ。１一 开关控制Ｌ■咿 ／ｎ””荆』Ｉ＼ｊＩ潸￥Ｉ蕾．元、Ｌ匕 芒ｒｉ’／ｉ，＇一’地Ｌ‘Ｌ电’Ｌ．平检测Ｊ，睁ｋ广‘Ｔ丁。］乇ｎ广十 孛延迟单， 巴√、图４．２２复位电路原理图复位电路其中包括上电电平检测电路，防抖单元，延迟单元，以及开关控制组 成。在设计上电电平检测时，一般的设计是采用倍压整流输出电压作为检测对象， 但如果基带电压上升速度慢于倍压整流输出电压时，此时就存在误复位现象，既 即使倍压整流输出电压达到电路工作电平，但基带工作电压可能仍然低于其工作 电压，此时就会导致标签识别失败，降低了标签识别率。因此在本设计中，采用 了基带稳压输出作为检测对象，保证了芯片的可靠复位信号。同时设计了一列延 迟单元以保证芯片可靠复位。防抖单元的作用是为了消除上电复位信号中可能存 在的毛刺，同时通过一个源漏短接的ＭＯＳ泄流管解决可重复上电复位问题。 在上电复位电路中采用以下低功耗措施保证上电复位电路的极低功耗： 首先，在上电电平检测电路中一般方法是采用简单二极管串联的方式来检测电 平，这种办法存在以下缺点：在检测电平高于其触发电平之后，其功耗非常大； 由于没有一个稳定的偏置，使得其触发电平随电流大小的不同有很大的波动，上 电电平检测电路可能会产生误操作。因此，在本设计中，采用了电流沉（图４．２２ 中电流源Ｍ）来可靠偏置电平检Ｎ－极管，既保证了触发电平的稳定性，又极大 地降低了功耗。 其次：考虑到上电复位信号在一次读或写周期中只需要操作一次，为了避免静 态功耗，采用开关控制单元在复位动作完成之后，将唯一能量消耗单元一电平检 测电路关断保证了上电复位电路的零功耗。 最后：在延迟单元设计上采用了３．２节中的低功耗限流措施，使得动态功耗得 到了很好的控制，电路结构如图４．２３所示，无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计图４．２３延迟单元电路在本设计中是通过对电容的放电方式产生延迟，由于放电产生很长，使得整形 单元的输入ＶＡ有很长的下降沿，即使采用了施密特触发器进行，也存在交叉导通 漏电通路，在延迟操作过程有很大的功耗浪费。为解决这个问题，在本设计中创新性的引入了电流源尬和电流沉膨，有效控制了漏电电流，使得功耗降到极低的水平。一在采用了上述低功耗措施后，其复位操作期间，平均功耗仅为５５７ｎＷ，而复 位操作完成后，其静态功耗仅为８０ｎＷ。 复位电路仿真波形如图４．２４所示。从开关控制单元输出可以看出，在复位操 作结束后，开关控制单元输出高电平，关断复位电平检测电路，使得静态功耗几 乎为零，大大节约了功耗≥黧｝／Ｌ―――――――一：ｆ”麒’芦竺尘――――＜型型号旷｝¨：一返叶■●平幢■■啊出／＼量盘信，●如图４．２４复位电路仿真波形图４．２５为上电复位电路的版图。第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射额，模拟前端电路设计实现图４ ２５上电复位版图４．６基带稳压电路芯片经过电荷泵从天线获得的电压是不稳定的，会随着芯片输入能量的不同而 发生很大的变化，基带稳艇电路作用就是为基带处理器提供稳定的供电电压，保 证数字部分的基带处理器能稳定地工作，基带稳压电路的原理图如图４．２６（ｂ）所 示。该稳压电路是一个串联稳压电路（原理图见图４ ２６（ａ）），即通过ＰＭＯＳ调整 管与负载串联，在负载上获得一个比输入电压低的稳定的分压。稳压器的基准电 压是由参考电流源流过串联电阻产生的。在这里不采用一串二极管连接的ＭＯＳ管 来产生基准电压的原因与４．４节分析一样，均是为了抑制工艺偏差的影响。由于参 考电流源是与电源电压无关的，所以由基准电流源产生的基准电压也是与电源电 压无关的。基准电压再经过～个沟道长度很大的ＰＭＯＳ管和电容构成的低通滤波 器后得到稳定的基准电压。彩（ａ）ｒ１―――ｎ 臼ｐｑ晤阱?焉吲岫十丌’『：！ｂ）图４ ２６稳压电路原理图３２无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计图４ ２５中的运放的负输入端接的是基准电压，正输入端对输出电压进行采样。比较器的输出接ＰＭＯＳ调制管的栅极。为了提供足够大的输出电流，减小调制管 上的功耗，调整管的尺寸设计得很大。当由于某种原因使输出电压比基准电压高， 比较器的输出也随之升高，ＰＭＯＳ调整管的电流减小，导致输出电压下降，通过 这样的负反馈可以在一定范围内保证输出电压不随电源电压和负载变化而变化。 图中的控制电路产生了稳压电路的使能信号。当输入的使能信号为高电平时，调 制管的栅极被上拉至电源电压，此时调整管被关断，稳压电路不向外输出电流。 降低了整体电路的平均功耗。 稳压电路在比较器的控制下可以保证输出电压与基准电压相等．在参考电流不 变的情况下，可以通过改变基准电压产生电路中串联的ＭＯＳ管的数目来改变基准 电压的数值，从而改变所需的输出电压。这里将输出电压设置为１ ４Ｖ。最低输入 电压为１６Ｖ。稳乓’电曼紫仿真结果如图４ ２７所示?少／（ａ） （砷 圈４ ２７（ａ）稳压电路电源电压和输出电压的仿真结果（ｂ）稳压电路输出电压随负载变化的仿真曲线由图４２“ａ）可见。稳压电路的输出电压在电源电压从１．６ｖ上升至３Ｖ时，稳压电路输出仅变化了３２．ｇｍｖ。由图４．２７∞可见稳压电路负载在３０砌１￣２００ＫＱ（６５Ｉｌｗｑｏｐｗ）之间变化时，稳压输出基本不变。可见稳压电路既有较好的电源 波动抑制能力，也有很强的带负载能力。图４ ２８为稳压电路的版图。稳压电路的 调整管是由图中多个具有大宽长比的小尺寸ＰＭＯＳ管并联而成的，可以避免ＰＭＯＳ 管单管尺寸过大超过设计规则的限制。４２８稳压电路版图第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现 ４．７３３ＥＥＰＲＯＭ稳压、倍压电路Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ提供的ＥＥＰＲＯＭ ＩＰ的最小工作电压为２．７Ｖ，如果模拟部分采用２．７Ｖ 作为工作电压，那么功耗是非常大的。因此，对ＥＥＰＲＯＭ供电采取了分级供电的 方式，模拟部分最低工作电压定为１．６Ｖ， 再使用一个倍压电路将１．６Ｖ电源电压翻倍后得到２．７Ｖ以上的ＥＥＰＲＯＭ供电电压。采用这种方式后，整体的更好的到 了极大的降低。同时，考虑到在写ＥＥＰＲＯＭ的时候其功耗较大，如果直接采用基 带稳压输出做为ＥＥＰＲＯＭ倍压电路输入，则对基带稳压电路的带负载能力和大信 号响应能力提出了过高的要求，因此，在这里，采用了一个单独的ＥＥＰＲＯＭ稳压电路给ＥＥＰＲＯＭ倍压电路供电。在设计ＥＥＰＲＯＭ倍压电路时，为了消除阈值损 失，本文利用参考文献【２ｌ】中提出的一种适合低压工作的电压倍增电路设计了Ｃｈａｒｔｅｒｅｄ ＥＥＰＲＯＭ工艺下的低功耗ＥＥＰＲＯＭ倍压电路。ＥＥＰＲＯＭ稳压、倍压电路的原理图如图４．２９所示。（ｂ）图４．２９（ａ）ＥＥＰＲＯＭ稳压电路 （ｂ）ＥＥＰＲＯＭ倍压电路ＥＥＰＲＯＭ稳压电路的基本原理和基带稳压电路一样，均为串联型稳压电路。 在此电路中，运放为折叠共源共栅运输放大器，选用这种结构的原因是因为其具 有较大共模输入范围。ＥＥＰＲＯＭ倍压电路由两个相位相反的时钟多和西力驱动， 采用两个交叉耦合的ＮＭＯＳ与下面的两个电容轮流充放电实现升压的功能。当ＣＬＫｅｎａｂｌｅ信号被置高后，ＥＥＰＲＯＭ倍压电路开始工作，倍压电路上的四个ＰＭＯＳ被打开，同时时钟信号经过一个电平位移单元后，再经～个反相器产生倍压所需 的两个反相时钟驱动倍压电路工作。刚开始电路中ａ，ｃ２上的电压％，Ｖｃ２都是ＯＶ，假设时钟西＝ｏ，一ｎ－－１，ＮＭＯＳ管Ｍ１栅极的驱动电压为ＶＤＤ ＥＥＰＲＯＭ＋Ｚｃｅ，Ｍ１导通，向电容。充电。充电电压的上限是ＶＤＤ＿ＥＥＰＲＯＭ＋阮一％，其中％＜％。当时钟发生翻转咖＝ｌ，４Ｌ＿ｎ＝Ｏ，电容。上极板的电压可以达到２×ＶＤＤ ２ＣＶ＋ＭＯＲＰＥ ＿这，％ 个电压一方面用来驱动Ｍｅ对Ｑ充电，另一方面通过Ｍ６对输出电容充电。经过几３４无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计ｅｍ罗一７～―罗…！衄衄呵皿．（ｂ图４３１Ｃａ）ＥＥＰＲＯＭ稳压电路版图（ｂ）ＥＥＰＲＯＭ倍压电路版图４．８时钟电路时钟电路的功能是为数字基带提供时钟信号和为ＥＥＰＲＯＭ倍压电路提供时钟 驱动。其设计必须满足以下要求：首先频率必须具有很小的频率偏差，否则标签 可能无法读取读卡器的指令和正确译码，或者可能以错误的频率向读卡器反向散 射数据。］ＳＯ标准规定了频率随各种因素（如工艺过程、电源电压和温度）的变化 不能超过±５％：其次：芯片功能的实现对时钟的重要依赖决定了时钟频率必须具第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现３５有良好的稳定性：最后，因为应用于切既频段的标签工作距离较远，而芯片又是无源的，其整个芯片的工作能量全部来自于对射频信号的整流，因此芯片的功耗 必须尽可能的小，所以振荡器必须具有极低的功耗。在综合考虑了以上因素后，在原有电路【４１的基础上做出了如下改进，改进后的 时钟系统框图如图４．３２所示：图４．３２所提出的振荡器结构框图在此电路中，为了降低功耗并降低电源噪声对时钟抖动的影响，引入了一个 二级稳压电路，将基带稳压电路输出给基带的电压进行二次稳压，保证了时钟电 源的极高稳定性，同时也使时钟工作电压降低，大大降低了功耗。同时为了保证 芯片较快的上电速度，引入了启动电路，避免了上电过程中不必要的功耗浪费， 加速上电过程，同时也为时钟提供一个可靠的启动信号，防止时钟死锁。电流参 考源有参考电流源模块提供，能很好的抑制工艺偏差和电源抖动对时钟频率的影响。 电流源Ｉ ｒｃｆ对电容Ｃ１、Ｃ２充电，电容上的电压变化为一ＡＶ：三（４－２０） △ｆ Ｃ而 ＡＶ＝Ｖ―ｒｅｆ（４－２１） 所以联立式（４―１７）和式（４－１８），得Ａｔ：曼兰匕＝笪（４－２２）ｌ一吲因为Ｃ１＝Ｃ２－＝（２（两边电路对称，占空比为１：１），所以振荡频率为．厶＝亍１２西１－－２南％㈣，最终设计的时钟电路原理图如图４．３３所示：３６无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计４．３３时钟原理图节点ＶＣｌ、ＶＣ２以及时钟输出的波形如图４．３４所示：４．３４时钟各节点仿真波形图具体仿真数据见一下各表：表４．２ ＭＯＳ四个工艺角下的时钟周期 测试参数 时钟周期（ｐ Ｓ） 工艺角ｔｙｐｉｃａｌ ５２０．７５ ５３０．６ ５１３．７ ４９８．９３ ５１６．１６工艺角ＳＳ工艺角ｓｆ工艺角丘工艺角盘最大频率偏差：４．２％Ｉ工作电压：１．２Ｖ表４．３电阻随工艺随偏差２０％时时钟频率的偏差 测试参数 时钟周期（ｒｔＳ） 电阻值ｔｙｐｉｃａｌ５２０．７５电阻偏差２０％４９４．９频率最大偏差：４．９％ 表４．４倍压整流输出在各种纹波情况下时钟频率偏差 纹波频率（ＫＨｚ）１０ １０纹波幅度（ｍＶ）３００ ５００ ５００时钟周期（瞒）５０３～５２４．６时钟周期典型值（ｐＳ）５２０．７５最大偏差３．２６％５１扣５２３５１７～５１５１Ｍ表４．５时钟频率随基带稳压电路输出的偏差ｌ纹波频率（ＫＨｚ）Ｉ纹波幅度（ｍＶ）Ｉ时钟周期（邮）ｌＪ１０时钟周期典型（ｇＳ）ｌ最大偏差ＩＩ５２０．７５Ｉ２００ｆ５１７．５～５３３．４Ｉ２．５％Ｉ第四章无源ＵＩ－ＩＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端电路设计实现３７从上面仿真结果可以看出，由于采取了二级稳压电路，在倍压整流电路输出 纹波达５００ｍＶ的情况下，时钟电路频率偏差最大仅为３．２６％。同时由于采取了可 以抑制ＭＯＳ和电阻工艺偏差的参考电流源产生的电流为时钟提供恒定工作电流，时钟具有很好的工艺偏差抑制性。４．９射频／模拟端整体电路和流片验证方案及版图最终设计完成的模拟前端整体电路框图如图４．３５所示。图４．３５设计完成的模拟前端电路整体框图对整个模拟前端电路进行整体的仿真得到的各个模块的功耗以及整体功耗如表４．６所示。表４．６模拟前端电路功耗电路模块 调制反射电路上电复位电路功耗（ｐ Ｗ）０．１２５０．１００（静态）０．５６８ １．２ ２．２参考电流源解调器 基带稳压电路ＥＥＰＲＯＭ稳压、倍压电路振荡器３．１８ ３．６ １０．８７３模拟前端总功耗在综合考虑了流片可靠性和可测性之后，制定了以下几种流片方案，如表４．７所示： 表４．７流片版本说明３８无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计 版本说明 模拟整体电路（采用较 少ＰＡＤ以防止Ｐ Ａ Ｄ 寄生参数的影响） 包含：倍压整流、上电 复位、参考电流源、解 调、调制、时钟、基带 稳压电路。１．版本 编号备注引出ＰＡＤ：ＲＥＳＥＴ和ＳＴＡＲＴ，以防止上电复位不正常工作导致时钟基带无法工作ＶＤＤＶＤＤ ＲＥＣＴｌ，ｌ砸ＣＴ２ｖｒｅｆＰ，ＶＤＤ１．４Ｖ ＥＥ、Ａｎｔａｎａ、ｙ ｒｅｆＮ２．Ｖ１倍压整流输出ＶＤＤ ＲＥＣＴ和后级电路断开，单独、 引出ＰＡＤ，即引出两个Ｐ Ａ Ｄ分别命名为： ＶＤＤ ＲＥＣＴ １和ＶＤＤ ＲＥＣＴ ２。 储能电容用ＰＩＰ电容，５００ｐ￡ 用电压源取代天线输入时，需将调制输入置零，Ｐ Ｃ Ｂ需留出基带负载 引出所有ＰＡＤ。３． ４．Ｖ２模拟整体电路（外加整 流储能电容） 包含：倍压整流、上电 复位、参考电流源、解 调、调制、时钟、基带 稳压电路、ＥＥ稳压、 ＥＥ倍压。 模拟整体电路（外加整 流储能电容）＋数字基 带 包含：倍压整流、上电 复位、参考电流源、解 调、调制、时钟、基带 稳压电路、ＥＥ稳压、 ＥＥ倍压。１． ２．倍压整流输出ＶＤＤ―ＲＥＣＴ和后级电路断开，单独引出ＰＡＤ，即引出两个ＰＡＤ分别命名为：ＶＤＤ１和ＶＤＤ―ＲＥＣＴ２。ＲＥＣＴ３．储能电容用Ｐ口电容，５００ｐｆ．可以外加电容．２．数字电源ＶＤＤ和基带稳压输出版图断开。输出ＰＡＤ放在一起。 ３．储能电容用外加电容． ４．倍压整流输出ＶＤＤ ＲＥＣＴ和后级电路断开，单独引 出ＰＡＤ。即引出两个Ｐ Ａ Ｄ分别命名为：ＶＤＤ ＲＥＣＴ １和ＶＤＤ ＲＥＣＴ ２。１．引出所有ＰＡＤ。Ｖ３测试模块（可实现模块间互联）ｖ４包含所有模拟各个字单元（各个子模块之间可以用飞线连接，以测试模块连到一起时可能出现的问题）以及工 艺测试单元（用以测试工艺的偏差，包括五个小单元： ＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ、一个二极管接法的ＮＭＯＳ以及一个１００Ｋ 的电阻、肖特基二极管和ＥＳＤ保护测试单元。） 与Ｖ１一样，只是不带ＥＳＤ，以降低ＥＳＤ对电路的影响。Ｖ５不带ＥＳＤ的模拟前端在射频／模拟前端的各版图单元分别设计完成后，需要在Ｖｉｒｔｕｏｓｏ版图编辑器中将各个单元整合起来，为了保证数字和模拟电路的有效隔离，减小数字电路对 模拟电路的干扰，同时还要保证充分利用芯片面积，版图的布局设计中，将射频 前端电路中的倍压整流电路，调制电路和解调电路放在芯片的最左侧边沿，模拟前端电路放在芯片的中间，最右端是基带处理器，芯片各个模块之间的空隙全部填充了储能电容。为了能够对测试芯片进行尽可能全面的测试，还要尽量利用芯 片的边沿安排尽可能多的测试引脚。 最后进行ＭＰＷ投片的包含射频／模拟前端的芯片版图分别是：Ｖｌ、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４（包含工艺测试单元）一和Ｖ５。‘第四章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频，模拟前端电路设计实现３９（ａ）（ｂ）（ｄ） 圈４３６簸（ｃ） （ｅ） （ｄ）Ｖ４版本测试芯片版图ｒａ）ＶＩ版本涮试芯片版固（ｂ）ｖ２版本测试芯片版图 （ｃ）Ｖ３版本测试芯片版图０）Ｖ５版本测试芯片版图４１０小结本章以射频／模拟前端各个子单元模块为单位，详细介绍了各单元电路的电路 设计、低功耗措施以及仿真结果。其中着重介绍了与ＣＭＯＳ工艺兼容的肖特基倍 压整流电路。对其原理进行了详细的分析，他比干专统电路更高的效率和灵敏度， 其最小输入电压为２７５ｍＶ，最高效率２６．２％。同时在采用了有源检波和ＡＧＣ结构 后，其动态检波问题得到了很好的解决，其最低检波电平为２５０ｍＶ。新设计的时 钟电路具有很好的抑制工艺偏差的能力并具有很好的稳定性，其最大偏差为４ ９％， 满足了协议要求。对整个模拟前端电路进行仿真得到除去倍压整流电路以外的功 耗为１０ ８７３９Ｗ，满足了设计要求。本章最后给出了流片方案版本说明，并设计了版图。第五章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片低功耗射频，模拟前端测试第五章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片射频／模拟前端测试本章对无源ｕＨＦ ＲＦＩＤ芯片低功耗射频／模拟前端测试方法做了简单的介绍并通过设计指标和测试结果的对比对测试结果进行了分折。５１射频／模拟前端芯片实物照片及测试方法在综合考虑了可测试性、成本因素后，芯片封装采用ＣＯＢ（Ｃｈｉｐ ｏｌｌ Ｂｏａｒｄ）封装．芯片芯片ＣＯＢ封装照片硬封装昂微照片如图５ Ｉ所示：、（ｃ）Ｖ５图５ １芯片ＣＯＢ封装照片及封装显微照片芯片的测试主要采用了以下几种方法：各个单元子模块分开静态和动态测试 （采用外加直流源和标签天线供电两种方式）；几个子单元模块联合静态和动态测 试（采用外加直流源和标签天线供电两种方式）：芯片射频／模拟前端整体测试（由 阅读器发送射频能量，标签天线供电方式和任意信号发生器供电方式）。采用的测４２无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计实现试仪器如表５．１所示：表５．１测试仪器说明 测试仪器ＫＥＩＴＨＬＥＹ ２４００Ａ测试用途电压源 电流源 电压源 查看输 出波形 查看输 出波形 测量直流 带 宽：１Ｇ：备注 可提供精确到毫伏和纳安级的电压和电流，并可 同时测量功耗和电阻。源表ＭＡＴＲＩＸ ＭＰＳ－３００３．３Ａ Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ电源 ＭＳ０４ １ ０４Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘ ＴＤＳ２０２４Ａｇｉｌｅｍ ３４４０１Ａ６位半数字万用表ＫＥＩＴＨＬＥＹ ２９１０输出电平为芯片提供 射频能量和 调制信号输入电阻：有源探头１０Ｍ Ｏｈｍ 带 宽：２００Ｍ； 输入电阻：ｌ×探头ＩＭＯｈｍ １０ｘ探头１０ ＭＯｈｍ 默认内阻１０Ｍ Ｏｈｍ。测量１０Ｖ一下电平时，可 手动设置到“＞１０Ｇ Ｏｈｍ” 工作频带：０．４＂－２．５ＧＨｚ 输出功率：．１２０－－－，１３ｄＢｍ 调制信号：可选任意信号发生器ＫＥｌｌＨ儿ＥＹ ２８１０射频信号分析仪Ｉｍｐｉｎｊ Ｓｐｅｅｄｗａｙ阅测试调 制波形为芯片提供 射频能量和 调值信号 输出功率：１５￣３０．５ ｄＢｍ 工作频带：９２０－－，９２５ ＭＨｚ 调制信号：采用ＰＲ．．ＡＳＫ调制读器５．２射频／模拟前端整体测试方法及结果芯片射频／模拟前端整体电路测试方法为：直接用阅读器发送信号（包含命令）， 射频／模拟前端整体芯片外加板级标签天线，用电阻模拟基带负载（２５．６Ｉ＿ｔＷ），用 电阻模拟ＥＥＰＲＯＭ负载（２１．９ｒｔＷ）。模拟芯片与阅读器的整体通讯过程。 测试结果表明：射频／模拟前端功能基本实现，各个端口信号满足设计要求，功耗测试结果如下：＞芯片总功耗：８８．５Ｒ．Ｗ ＞基带模拟负载功耗：２５．６１．ｔＷ＞ＥＥＰＲＯＭ模拟负载功耗：２１．９Ｒ．Ｗ＞输出驱动功耗：约２５ｐ，Ｗ ＞模拟前端整体功耗：１６１ｘＷ（芯片总功耗减去所有负载功耗） 模拟前端功耗比设计值大约５．１２７１．ｔＷ，可能原因为：ＥＳＤ漏电功耗（约１１．ｔＷ）， 输出驱动功耗（约２１．ｔＷ）这两个原因无法避免，但在实际芯片中不存在这个问题 所以可以忽略。既实际模拟前端功耗比设计值大３．１２７ｐ，Ｗ，这部分功耗可能损失 在器件漏电流上和以及工艺偏差导致的功耗增加，这个问题需要在下一步的设计中加以严格限制。下面将芯片具体测试数据分散到各个子模块的实测数据加以说明。第五章无源ＵＨＦＲＦＩＤ芯片低功耗射频艘拟前端测试 ５．３射频，模拟前端测试方法、结果及分析５ ３１倍压整流电路采取的测试方法为： 》倍压整流电路模块测试：阅读器发送信号，板级天线供电，电阻模拟负载。 》芯片整体测试：阅读器发送信号，板级天线供电，模拟前端整体钡６试（储能电容２ｎＦ）。 表５．２压整流电路设计指标及测试结果无源ＵＨＦＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计实现（ｄ）３ ４ｍ实测环境（ｃ）３．４ｍ倍压整流输出波形３ｍ／３ ４ｍ／３图５．２：芯片负载５０ｐＷ时，距离为３６ｍ时倍压整流输出（ａ）（ｂ）图５．３（ａ）：天线与读卡器距离约ｌｍ时倍压整流输出及上电复位波形图 （ｂ）：天线与读卡嚣距离约０ ３ｍ时倍压整流辅出电压根据上述数据，可对倍压整流电路的测试结果做如下分析： ｌ＿从图５．２可以看出：在５０１Ｊ．Ｗ负载情况下倍压整流的输出达到了预期要求。２从图５ ３可以看出：倍压整流输出峰值可以达到２Ｖ，稳态输出电压约为１６Ｖ。上电复位电路可以输出正常的复位信号。实现了相关功能。３在上述两种测试方法中均未考虑阻抗匹配，均认为天线与负载是阻抗完全 匹配情况下得到的测试结果，所以有理由认为在阻抗完全匹配的情况下， 倍压整流电路的实际输出大于上述测量值。 但是在铡试的过程中，由于板级天非全向天线，上述测试结果均是在仔细 调整天线位置，同时排除了地面反射杂散渡的影响后得到的倍压输出的最 大值，所以倍压整流电路离实际应用还有很多需要考虑的因素。 从两种测试方法得到测试结果比较来看芯片整体测试结果要比单独电阻 模拟负载的结果差很多，而且带上模拟前端之后，储能电容有１０ｒＬＦ之巨 才能满足要求，其原因之一在对模拟电路的峰值功耗估计不够，另一重要 原因估计为倍压整流电路存在较大的漏电流，需要再仔细调试电路。４５第五章无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ芯片低功耗射频，模拟前端测试５．３２解调电路采取的坝４试方法为：≯芯片整体测试，采用外加板级无线供电，由询问机发出信号，直接测量解调输出。＞任意信号发生器发送标准ＡＳＫ调制信号，解调模块单独测试表５ ３解调电路设计指标及测试结果询问机发出的高频调制信号天线发射功率３０ｄＢｍ铡试时由倍压整流电路提供输 入测试时由基带稳压电路提供 测试时由参考电流源提供测试时由参考电流源提供输 出端口名 设计值ａ Ｗ试方法解调辅出《 ｝号，正确ｊ 月调出调制信号 测试｛ 吉果 芯片整体测试，辨加板级天线｛ ＃电，由询 问机发出信号，直接测： ｔ解调输出ｌ端口名盏ｌ鬻测试方法解调波形图见图５．４任意信号发生器发送标准ＡＳＫ．调制信号，解调模块单独测试（射频输入电压幅度约２００ｍＶ）Ｄａｎｏｄｅ ｏｕｔ黎Ｉ鬻ｏ解调波形图见图５，５蚺果曲５．４（ａＪ嘲误嚣发选～组完整瓤括觯谪输出波彤（ｂ）阅读器读周期第一个命令的解调输出波形无源ＵＨＦ ＲＦＩＤ标签芯片射频／模拟前端设计实现＝－￡一＝芒■二：二ｊ―ｊｉ亘ｊｃ二＝图５．５标准ＡＳＫ解调波形ｏ根据上述数据，可对解调电路的测试结果做如下分析：１从图５．４（ａ），可以看出在阅读器发送一组完整命令时，解调电路可以完整解 调输出信号波形。２在图５．４（ｂ）中，为观察解调输出是否能正确解调，将阅读器一个读周期第一 个命令的解调输出波形放大，从图中可以看出，解调输出正确解调出了询问机 的第一组命令。３从测试结果可以看出解调电路工作正常。但目前仅能在较近距离解调出询问机 发出命令波形，在大动态范围时，目前测试手段缺乏，无法抓取输出波形。而 且仅能大致估计每个命令长度。同时在仿真是出现的长时间解调后波形失真的 问题，在测试中也出现出现了这种情况，因此电路任需要仔细分析仿真。 从图５．５单独解调模块的测试结果可以看出，解调单元完全正确的解调出了数 据。但解调的正确与否与数据码率有关，在码率较高（＞４５个符号，秒）时，解 调正确，但在码率较低时，解调出现失真，说明原有解调模块的电压跟随电路