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电冰箱保护电路设计
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如何进行IGBT保护电路设计
日 00:14 来源：本站整理 作者：秩名 (0)
　　IGBT(绝缘栅双极性晶体管)是一种用MOS来控制晶体管的新型电力电子器件，具有电压高、电流大、频率高、导通电阻小等特点。过流保护生产厂家对提供的安全工作区有严格的限制条件，且IGBT承受过电流的时间仅为几微秒(SCR、GTR等器件承受过流时间为几十微秒)，耐过流量小，因此使用IGBT首要注意的是过流保护。
&&&&&&& 产生过流的原因大致有：晶体管或二极管损坏、控制与驱动电路故障或干扰等引起误动、输出线接错或绝缘损 坏等形成短路、输出端对地短路与电机绝缘损坏、逆变桥的桥臂短路等。
　　对IGBT的过流检测保护分两种情况：
　　(1)驱动电路中无保护功能。这时在主电路中要设置过流检测器件。对于小容量变频器，一般是把电 阻R直接串接在主电路中，如图1(a)所示，通过电阻两端的电压来反映电流的大小;对于大中容量变频器，因电流大，需用电流互感器TA(如霍尔传感器 等)。电流互感器所接位置：一是像串电阻那样串接在主回路中，如图1(a)中的虚线所示;二是串接在每个IGBT上，如图1(b)所示。前者只用一个电流 互感器检测流过IGBT的总电流，经济简单，但检测精度较差;后者直接反映每个IGBT的电流，测量精度高，但需6个电流互感器。过电流检测出来的电流信 号，经光耦管向控制电路输出封锁信号，从而关断IGBT的触发，实现过流保护。
　　图1 IGBT的过流检测
　　(2)驱动电路中设有保护功能。如日本英达公司的HR065、富士电机的EXB840～844、三菱公司的M57962L等，是集驱动与保护功能于 一体的集成电路(称为混合驱动模块)，其电流检测是利用在某一正向栅压 Uge下，正向导通管压降Uce(ON)与集电极电流Ie成正比的特性，通过检测Uce(ON)的大小来判断Ie的大小，产品的可靠性高。不同型号的混合 驱动模块，其输出能力、开关速度与du/dt的承受能力不同，使用时要根据实际情况恰当选用。
　　由于混合驱动模块本身的过流保护临界电压动作值是固定的(一般为7～10V)，因而存在着一个与 IGBT配合的问题。通常采用的方法是调整串联在 IGBT集电极与驱动模块之间的二极管V的个数，如图2(a)所示，使这些二极管的通态压降之和等于或略大于驱动模块过流保护动作电压与IGBT的通态饱 和压降Uce(ON)之差。
　　图2 混合驱动模块与IGBT过流保护的配合
　　上述用改变二极管的个数来调整过流保护动作点的方法，虽然简单实用，但精度不高。这是因为每个二极管的通态压降为固定值，使得驱动模块与IGBT集 电极c之间的电压不能连续可调。在实际工作中，改进方法有两种：
　　(1)改变二极管的型号与个数相结合。例如，IGBT的通态饱和压降为2.65V，驱动模块过流保护临界动作电压值为 7.84V时，那么整个二极管上的通态压降之和应为7.84-2.65=5.19V，此时选用7个硅二极管与1个锗二极管串联，其通态压降之和为 0.7&7+0.3&1=5.20V(硅管视为0.7V，锗管视为0.3V)，则能较好地实现配合(2)二极管与电阻相结合。由于二极管通态压降的差异 性，上述改进方法很难精确设定IGBT过流保护的临界动作电压值 如果用电阻取代1～2个二极管，如图2(b)，则可做到精确配合。
　　另外，由于同一桥臂上的两个IGBT的控制信号重叠或开关器件本身延时过长等原因，使上下两个IGBT直通，桥臂短路，此时电流的上升率和浪涌冲击 电流都很大，极易损坏IGBT 为此，还可以设置桥臂互锁保护，如图3所示。图中用两个与门对同一桥臂上的两个IGBT的驱动信号进行互锁，使每个IGBT的工作状态都互为另一个 IGBT驱动信号可否通过的制约条件，只有在一个IGBT被确认关断后，另一个IGBT才能导通，这样严格防止了臂桥短路引起过流情况的出现。
　　图3 IGBT桥臂直通短路保护
　　过压保护
　　IGBT在由导通状态关断时，电流Ic突然变小，由于电路中的杂散电感与负载电感的作用，将在IGBT的c、e两端产生很高的浪涌尖峰电压 uce=L dic/dt，加之IGBT的耐过压能力较差，这样就会使IGBT击穿，因此，其过压保护也是十分重要的。建议工程师：过压保护可以从以下几个方面进行：
　　(1)尽可能减少电路中的杂散电感。作为模块设计制造者来说，要优化模块内部结构(如采用分层电路、缩小有效回路面积等)，减少寄生电感;作为使用 者来说，要优化主电路结构(采用分层布线、尽量缩短联接线等)，减少杂散电感。另外，在整个线路上多加一些低阻低感的退耦电容，进一步减少线路电感。所有 这些，对于直接减少IGBT的关断过电压均有较好的效果。
　　(2)采用吸收回路。吸收回路的作用是;当IGBT关断时，吸收电感中释放的能量，以降低关断过电压。常用的吸收回路有两种，如图4所示。其中 (a)图为充放电吸收回路，(b)图为钳位式吸收回路。对于电路中元件的选用，在实际工作中，电容c选用高频低感圈绕聚乙烯或聚丙烯电容，也可选用陶瓷电 容，容量为2 F左右。电容量选得大一些，对浪涌尖峰电压的抑制好一些，但过大会受到放电时间的限制。电阻R选用氧化膜无感电阻，其阻值的确定要满足放电时间明显小于主 电路开关周期的要求，可按R&T/6C计算，T为主电路的开关周期。二极管V应选用正向过渡电压低、逆向恢复时间短的软特性缓冲二极管。
　　(3)适当增大栅极电阻Rg。实践证明，Rg增大，使IGBT的开关速度减慢，能明显减少开关过 电压尖峰，但相应的增加了开关损耗，使IGBT发热增多，要配合进行过热保护。Rg阻值的选择原则是：在开关损耗不太大的情况下，尽可能选用较大的电阻， 实际工作中按Rg=3000/Ic 选取。
　　图4 吸收回路
　　除了上述减少c、e之间的过电压之外，为防止栅极电荷积累、栅源电压出现尖峰损坏 IGBT，可在g、e之间设置一些保护元件，电路如图5所示。电阻R的作用是使栅极积累电荷泄放，其阻值可取4.7k&O;两个反向串联的稳压二极管V1、 V2。是为了防止栅源电压尖峰损坏IGBT。
　　图5 防栅极电荷积累与栅源电压尖峰的保护
　　过热保护
　　IGBT 的损耗功率主要包括开关损耗和导通损耗，前者随开关频率的增高而增大，占整个损耗的主要部分;后者是IGBT控制的平均电流与电源电压的乘积。由于 IGBT是大功率半导体器件，损耗功率使其发热较多(尤其是Rg选择偏大时)，加之IGBT的结温不能超过125℃，不宜长期工作在较高温度下，因此要采 取恰当的散热措施进行过热保护。
　　散热一般是采用散热器(包括普通散热器与热管散热器)，并可进行强迫风冷。散热器的结构设计应满足：Tj=P△(Rjc+Rcs+Rsa)《Tjm 　　式中Tj-IGBT的工作结温
　　P△-损耗功率
　　Rjc-结-壳热阻vkZ电子资料网
　　Rcs-壳-散热器热阻
　　Rsa-散热器-环境热阻
　　Tjm-IGBT的最高结温
　　在实际工作中，我们采用普通散热器与强迫风冷相结合的措施，并在散热器上安装温度开关。当温度达到75℃～80℃时，通过 SG3525的关闭信号停止PMW 发送控制信号，从而使驱动器封锁IGBT的开关输出，并予以关断保护。
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汽车电子保护电路设计
    　　汽车情况对电子产物而言长短常刻薄的：任何毗连到12V电源上的电路都必需工作在9V至16V的标称电压范围内，其它需要迫切应对的问题包括负载突降、冷车发动、电池反向、双电池助推、尖峰旌旗灯号、噪声和极宽的温度范围。在负载突降时，交流发机电的输出电压迅速升高到60V或更高的电压；冷车发动指的是在低温时起动汽车，这会引发电池电压下降至6V或更低；电池反向是在激活一个没电的电池时，由于粗心地将电缆极性接反酿成的。很多牵引车都配备两个串联起来的12V电池，以在严寒的天气中扶助起动一个电池没电的汽车。这将使电气系统的电压范围提高到了28V，直到汽车起动且牵引车司机断开跨接电缆为止。　　斟酌到汽车电气系统由年夜电流电念头、、螺线管、车灯和不竭颤抖的开关触点组成，是以泛起尖峰旌旗灯号和噪声就一点也不奇异了。另外，交流发机电是采用斩波励磁调整的三相机电，有时会以很是年夜的电流对电池充电。是以，对于工作在汽车情况中的电路设计来说，尤其是需要顺应在负载突降和双电池助推情况下发生的高输进电压电路。　　无源庇护电路　　用于汽车电子产物的无源庇护网络如图1所示。与此不异或类似的电路普遍用于庇护与汽车12V总线毗连的各类系统。这类网络避免高压尖峰、延续过压、电池反向和电流过度消耗造成损害。图1的电流庇护作用很较着，若是负载电流跨越1A的时间很长，保险丝F1就会融化。D1与F1连系避免电池反向毗连造成损害，年夜电流流经正向偏置的D1并烧断保险丝。电解电容器年夜约在额定电压的150时有一个有趣的特征：随着终端电压的提高，这类电容消耗的电流也越来越年夜，就C1而言，它在输进延续升高时起箝位作用(最终烧断保险丝)。双电池助推时的电压为28V左右，这不会烧断保险丝，由于C125V的额定值足够高，额外消耗的电流很少。电感器增加了很小的电阻，以限制峰值故障电流和输进瞬态的转换率，从而在存在尖峰时扶助C1实现箝位。　　无源网络的主要错误谬误是它依靠烧断保险丝来避免过流、过压和电池反向造成损害。另外一个错误谬误是，它依靠电解电容实现箝位。这类电容器老化以后，电解质会变干，等效串联电阻(ESR)提高的特征也就消失了，这会损害箝位效果。有时D1采用年夜的齐纳二极管以扶助这个电容器阐扬作用。人们已设计出了有源电路来克服这些错误谬误。　　有源电路　　图2显示了一个有源解决方案，该方案用于屏障敏感电路，使其免受变化不定的12V汽车系统的影响。采用LT1641来驱动输进N沟道MOSFET，而上述提供无源解决方案就不具有这类附加庇护：首先，LT1641在输进低于9V时断开负载，以防在低输进电压时系统失灵，并在起动时或充电系统泛起故障时，削减系统向非关头负载提供贵重的电流的机遇；其次，LT1641在首次加电时逐渐升高输出电压，对负载实行软启动；第三，经由过程限流和按时断路器庇护输出免受过载和短路影响。若是发生电流故障，断路器就以1至2Hz的速度自动重新测验考试建立毗连，可以设定庇护电路上行线路保险丝的容限，让它在LT1641的下行线路泛起电流故障时不融化；最后，图2所示电路隔离泛起在输进真个过压状态，同时提供箝位输出，以便负载电路在泛起过压时能继续正常工作。　　在12V输进的凡是情况下，LT1641将MOSFET的栅极充电至年夜约20V以充实提升MOSFET的电压，并向负载提供电源。27V齐纳二极管D1的两头划分毗连栅极与地，可是在9至16V的工作电压范围内不起作用。当输进升高到跨越16V时，LT1641继续给MOSFET的栅极充电，试图连结MOSFET完全接通。若是输进升得太高，齐纳二极管就会对MOSFET的栅极箝位，并将输出电压限制在年夜约24V。LT1641自己在其输进端能够处置高达100V的电压，而且不受栅极箝位动作的影响。栅极箝位电路比无源解决方案的箝位电路切确得多，而且简单地经由过程选择一个具有合适击穿电压的D1，就能够轻松调整栅极箝位电路以知足负载要求。　图2所示电路在负载电流高达1A左右时工作得很好，可是就更高的负载电流而言，推荐使用图3所示电路来避免MOSFET过度消耗功率。若是过压状态延续存在，如电气系统由两个串联电池供电的时间跨越凡是所需时间，或负载突降后电流慢速上升和MOSFET较小时，那末过度消耗功率是有风险的。输出由D1和D2取样，若是输进跨越16.7V，那末就向“SENSE”引脚反馈一个旌旗灯号，以将输出稳定在16.7V。这里的调理比图1所示电路的调理更切确，而且可以经由过程选择合适的齐纳二极管轻松定制，以知足负载的需求。　总的功耗由“TIMER”引脚限制，这个引脚记实MOSFET调理输出所用的总时长。若是过压状态延续跨越15ms，那末LT1641就停机并允许MOSFET遏制输出调理。在年夜约半秒钟以后，该电路测验考试重新启动。这类重启周期一直延续，直到过压状态消失并恢复正常工作为止。处置过流故障的方式与图2描写的方式不异。　电池反向庇护　　简单地增加一个串联二极管，就能够给图2或图3所示电路增加电池反向庇护功能。　在年夜大都情况下，采用普通p-n二极管就能够，若是正向压降很重要，可以选择肖特基二极管。在隔离二极管中的功耗不成接受的关头运用中，图4所示的简单电路就能够解决这个问题。　　在正常工作情况下，MOSFETQ2的体二极管正向偏置，并传送功率至LT1641。LT1641接通时，Q2栅极获得驱动，从而完全接通。若是输进反向，那末Q3的射极就被拉低至低于地电平，Q3接通，从而将Q2的栅极拉低并连结其接近Q2的源极电平。在这类情况下，Q2连结断开状态，并隔离反向输进，使其不能到达LT1641和负载电路。微安级电流流经1MΩ电阻，到达LT1641的“GATE”引脚。　高压LDO用作电压限幅器　　最高输进电压额定值为25V或更低的降压稳压器(如LT1616)一般不斟酌用于汽车运用。然而，若是与LT3012B/LT3013B等低压差(LDO)线性稳压器连系使用，在输进电压上的错误谬误就能够轻松克服。这类尺寸小、效率高的组合如图5所示，可以在汽车情况中提供3.3V输出。　　LT3013B拥有4V至80V的宽输进电压范围，并集成了电池反向庇护功能，无需特殊电压限制或箝位电路，是以节省了成本和电路板面积。在以适中的负载电流工作时，LDO稳压器的效率近似等于VOUT/VIN。若是VOUT比VIN低得多，那末LDO的效率就会下降。例如，将12V输进降至3.3V输出时，效率仅为28。　　在图5中，经由过程让LT3013B在正常输进电压范围内以低压差方式工作实现更高的效率。在这类情况下，LT3013B的输出电压设定为24V。该LDO的输出电压仅比VIN低400mV，它以97的效率为LT1616降压型稳压器供电，而且电压恰好在正常工作电压范围的中心。在负载突降情况下，VIN可能迅速升至高达80V，可是在VIN跨越24.4V时，LT3013B将调整它的输出，并将其有用地“限制”在24V，这恰好在LT1616开关的额定电压范围内。若是VIN上升至高于24.4V，该LDO的效率会下降，可是这类情况延续时间很短，不会发生什么不良后果。　　LT1616将LT3013B遭到限制的输出转换为3.3V。在12V输进时，该开关的效率年夜约为80。在冷车发动时，汽车的电压可能下降至5V。在这类情况下，LT1616的输进电压为4.6V，恰益处于它的工作电压范围之内。LT3013BLDO稳压器与LT1616开关连系，在不牺牲效率的条件下，可在12V汽车电气系统典型的宽工作电压范围内提供稳定的3.3V输出。　　一个集成度更高的解决方案是LT3437。LT3437是一个200kHz的单片降压型稳压器，它的输进电压范围为3.3V至80V。其在无负载时的100uA低静态电流是今天始终连结接通系统所必需的。可以在LT3437的输进端串联一个低成本的二极管以提供电池反向庇护。
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