宽带移动通信系统中OFDM技术研究
上海交通大学 博士学位论文 宽带移动通信系统中OFDM技术研究 姓名：李明齐 申请学位级别：博士 专业：通信与信息处理 指导教师：张文军
摘要宽带移动通信系统中ＯＦＤｂｔ搜寒研究摘要在过去麴２０年里，移动通信在全球莲霞内褥裂了逐獯憋发展，已 经历了从第…代模拟通信到第二代数字通信蒋到第三代多媒体通信的 三个阶段。每一代静发麓都是技术的突破霸躐念酶剖薪。 由于第三代移动通信系统在通信容量与质量等方面将远不能满足 人们西益增长的移动多媒体应用的要求，各阐研究机构在推动第三代 移动通信系统亵业化的尉时，慝蓠已经把研究重点转入毅～代移动通 信的前瞻研究。由于频谱资源的限制以及无线应用业务的拓展，与现 在盼移动通信系统耀比，掰一代移动遵信系统具有蒜频谱效率，蔫速 率，高频段和高移动速度的特点。因此，在物理层传输技术上寻求创 新霸突破是耨一代移动透信系统墩得成功的关键之一。 正父频分复用（ＯＦＤＭ）技术悬克服无线信道多径影响的有效方法之一。０Ｆ黼系统最初的应用只考虑了信道时不变或信邋的时间选择性衰落可以忽略灼环境，如无线局域阙（融Ｎ），数字音频广播（ＤＡＢ），数字 视频地面广播（ＤＶＢ―Ｔ）的固定和便携接收等。因此，有必要进一步研究 高速移动环境下，基于ＯＦＤＭ的遂信系统。此外，空时鹳是撬毫无线逶 信系统传输容量和频谱效率的有效途经之一。因此，将ＯＦＤＭ技术与空 时谣褪结合，并虽应魇予耨一代移动通信系统中，亦是僵褥研究的课 题。 本文以国家８６３项目《新一代蜂窝移动通信系统无线传输链路》 为背景，荠以欧洲数字电视地面广播系统为倒，对时变多径信道一Ｆ， ＯＦＤＭ系统的载波同步，信道估计，均衡以及空频分组编码（ＳＦＢＣ）的Ｅ海变通大举工学博士学位论文ＯＦＤＭ系统解码算法方面进行了一定的研究。 在论文中，首先讨论了时变多径信邋的统计特性，并给出了论文 中仿真采用的ＧＳＭ ＴＵ（典型城市环境）和ＨＴ（丘陵地形环境）两种信道 模型及其统计特性。然后，以ＤＶＢ一善系统必倒，定量分析了符号定时， 载波和采样钟同步以及信道时变对ＯＦＤＭ系统性能的影响。 提出了一种采用离散导频的载波频偏估计算法。在对交信道下， ＯＦＤ８系统～般利用连续导频完成载波频偏的精确估计，而采用离散导 频估计信道频率响应。若将离散导频用于载波频偏估计，则可以舍弃 连续导频，从两提赢系统的频谱效率。论文中提出的采用离教导频的 算法，利用了离散导频分布的对称性，克服了定时偏差造成的导频相 位旋转豹影睫。仿囊结果表疆，采雳褰教导菝算法豹载波菝馈信诗性 能与采用连续导频的算法接近或在实际应用中是可以接受的。 在时交倍道下，对最小二乘（瞒）帮线性最小均方误差（ＬＭＭＳＥ）信遘 估计算法分析的基础上，提出一种适用于快时变信道，基于频域导频 时域处理的信道估计算法。该算法将频域导频估计的信道频率响应， 经过离教嬉立盱逆变换（ＩＤＦＴ）后，获得俗道冲击嚷应。在时域进行降 噪处理后，再经过离散傅立叶正变换（ＤＦＴ）后，获得信道频率响应的估 计。与传统基予ＤＦＴ交换方法不麓，本文提塞鲶算法获褥熬僖遂冲击 响应等效于利用频域导频对应的时域序列经过与接收信号进行循环相 关获褥腑信道冲击响应。函此，估计的信遂冲击喃应中由ＤＦＴ交换造 成的频谱泄漏等效予频域导频时域序列的自相关误差。然后，提出一 种自相关误差消除算法，该算法可明显降低有效信道路径增益的估计 误差。越外，利用路径增慈的时域相关特性，提出一种时变信道下路 径检测算法。该算法能有效提高路径增益的信噪比，从而提高有效路 径检测酶可靠性。 从对ＯＦＤＭ系统信道估计的研究中发现，当信道时变较快时，由于 子载波闻干扰（ＩＣＩ）的影嗡，即使憝在信道完全已知酶清流下，采焉单 抽头追零（ＺＦ）均衡算法的ＯＦＤＭ系统在高信噪比（ＳＮＲ）时仍然存在误码珏摘要平朦。因此，论文讨论了快时变信遂下，ＯＦＤＭ系统的ｚＦ露Ｌ躞ＳＥ均镆；算法。并且，将蓠西摄毽的信道估计算法应用予均衡算法中。虫于该均衡算法可视为多个子载波数据的联合均衡，函此可有效降低ＩＣＩ 的影响。 在无线信道下，将空时码（ＳＴＣ）与ＯＦＤＭ技术栩结合，是提高ＯＦＤＭ系统性能的有效途径之～。在对空时分组码（ＳＴＢＣ）和空时格码（ＳＴＴＣ） 分析的基础上，讨论了基予Ａｌａｍｏｕｔｉ正交ＳＴＢＣ的空频分组编码（ＳＦＢＣ） 兹ＯＦＤＭ系统露最优耪篱他极大似然罐Ｌ）解玛算法。ＳＦＢＣ憋最蕊艇Ｌ解 玛黧法的复杂度隧鹦符号星座的大小成指数增艇。论文中涯臻了簿他 ＭＬ解码算法在准平垣衰落信邋下性麓最优，僵是在频率选择性衰落信 道下，该算法的猛麓将随～个褐周期内的裰邻子信遵变化的蕊嚣ｌ霜降 低。针对严重频率选择性衰落信道下的ＳＦＢＣ－ＯＦＤＭ系统，提出了～种级 联鲥Ｌ解码冀法。级联的戡解鹦算法分鼯步完成。首先采用简化的札 算法分别对每个空肘分组码中的码符号独立解码。然后通过解码所得 静磁符号椽选一个较小麴星座符号集，并在该符号集中采爆强Ｌ簿法， 搜索次最优的解鼹符号。该算法欧燃熊和复杂度介予最优鞠麓化殛算法之间。此外，论文中还推喾了采用简纯解码算法的ＳＦＢＣ－ＯＦＤＭ系统在准平逛和频率选择往衰落信道下理论ＢＥＲ近似表达式，该褒论值 与仿真结果也是比较接近的。关键词：无线通信，数字电视，ＯＦＤＭ，载波同步，信道估计，空时码珏ＩＲ嚣ＳＥＡＲＣ珏ｏＮ ｏＦ转蠢重Ｔ嚣Ｃ疆ＮｏＬｏＧｙ重Ｎ弑谨Ｄ嚣嚣Ａ炎移ＭｏＢＩＬＥ ＣｏＭＭＵＮ至ＣＡ譬ＩｏＮ ＳＹＳＴＥＭＳＡＢＳＴＲＡＣＴＤｕｒｉｎｇ ｐａｓｔ ｔｗｅｎｔｙ ｙｅａｒｓ，ｉｎ ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｗｏｒｌｄ，ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｈａｓ ｂｅｅｎ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ ｒａｐｉｄｌｙ，ａｎｄ ｕｎｄｅｒｇｏｎｅ ｔｈｒｅｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｓ――ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄｏｎａｎａｌｏｇ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，ｔｈｅ ｓｅｃｏｎｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｔｈｉｒｄ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄｏｎｂａｓｅｄｏｎｄｉ酉ｔａｌ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，ａｎｄ ｔｈｅｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ。Ｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ｅｖｅｒｙｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｉｓ ｄｅｔｅｒｍｉｎｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｉｎｎｏｖａｔｉｏｎ ｏｆｅｏｎｅｅｐｆｉｏｎ，ｂｒｅａｋｔｈｒｏｕ曲ｏｆｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｎｄ ｔｈｅＳｉｎｃｅ ｔｈｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｍｉｍ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｍｏｂｉｌｅ ｓｙｓｌｅｍｓｅ８珏ｎｏｔｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ ｔｈｅｓａｔｉｓｆｉｅｄｔｈｅｅｖｅｒ－ｉｎｃｒｅａｓｅｄｄｅｍａｎｄｓｆｏｒｏｎｅｍｏｂｉｌｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｒｅｓｅａｒｃｈｉｎｓｔｉｔｕｔｉｏｎｓ ＯＶｅｒ ｔｈｅｗｏｒｌｄ，Ｏｎ ｔｈｅｈａｎｄ，ｐｒｏｍｏｔｅｃｏｍｍｅｒｃｉａｌｉｚａｔｉｏｎｃｈａｎｇｅｏｆ ｔｈｅ ｔｈｉｒｄｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｔｏｓｙｓｔｅｍｓ，ｏｎ ｔｈｅ ｏｔｈｅｒｈａｎｄ，ｔｈｅｉｒ ｒｅｓｅａｒｃｈｈｉ【ｇｈｌｉｇｈｔｓｔｈｅｎｅｘｔ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ 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ｂａｓｅｄｏｎｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－ｄｏｍａｉｎ ｐｉｌｏｔｓ ａｎｄ ｔｉｍｅ―ｄｏｍａｉｎｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ（ＦＰＴＰ）ｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ ｆｏｒＯＦＤＭｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ ｔｉｍｅ―ｖａｒｙｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ．Ｔｈｒｏｕｇｈ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ（ＤＦＴ），ｔｈｅＶｃｈａｎｎｅｌ ｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅ（ＣⅡ的ｉｓ ｅｓｔｉｍａｔｅｄｂｙｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－ｄｏｍａｉｎ ｐｉｌｏｔｓ．Ａｆｔｅｒ ｎｏｉｓｅ ｒｅｄｕｃｉｎｇ ｉｎ ｔｉｍｅ―ｄｏｍａｉｎ，ｔｈｅ ＣＦＲ ｉｓ ｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｂｙ ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒｔｏＴｒａｎｓｆｏｒｍ（ＩＤＦＴ）．Ｔｈｅｅｓｔｉｍａｔｅｄｂｙ ｃｙｃｌｉｃＣＩＲ ｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｉｓ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇｔｈａｔｔｈｅｔｉｍｅ―ｄｏｍａｉｎｓｅｑｕｅｎｃｅｏｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙ―ｄｏｍａｉｎ ｐｉｌｏｔｓ，ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｆｒｏｍ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＦＴ－ｂａｓｅｄ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ． Ｈｅｎｃｅ，ｔｈｅ ｓｐｅｃｔｒａ／ｌｅａｋａｇｅ ｉｎ ｔｈｅ ｅｓｔｉｍａｔｅｄ Ｃ／Ｒ，ｃａｕｓｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ＤＦＴ ｉｓ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｔｏ ｔｈｅａｕｔｏ―ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒｓ ｏｆ ｔｈｅ ｔｉｍｅ―ｄｏｍａｉｎ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－ｄｏｍａｉｎ ｐｉｌｏｔｓ．Ｔｈｅｎ， ｔｈｅ ａｕｔｏ－ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｅｒｒｏｒｓｃａｎｃｅｌｉｎｇａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ，ｗｈｉｃｈｃａｎｒｅｄｕｃｅｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒｓ ｏｆ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｐａｔｈ ｇａｉｎｓｅｆｆｉｃｉｅｎｔｌｙ．Ｍｏｒｅｏｖｅｒ，ａｎａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｃｈａｎｎｅｌｐａｔｈｓ ｄｅｔｅｃｔｉｎｇ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ ｔｉｍｅ―ｖａｒｙｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ．Ｂｙ ｅｘｐｌｏｉｔｉｎｇ ｔｈｅ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｆ ＣＩＲ ｉｎ ｔｉｍｅ―ｄｏｍａｉｎ，ｔｈｅ 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ｓｐａｃｅ―ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｂｌｏｃｋｃｏｄｅ（ＳＦＢＣ）ＯＦＤＭＡｌａｍｏｕｔｉ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ＳＴＢＣ ａｒｅ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ｔｈｅｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｏｆｏｐｔｉｍａｌ ＭＬ ｄｅｃｏｄｉｎｇａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ＳＦＢＣ ｉｓ ｉｎｃｒｅａｓｅｄ ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌｌｙ ｗｉｔｈＭＬ ｄｅｃｏｄｅｒｉｓ ａｃｈｉｅｖｅｓｔｈｅ ｓｉｚｅ ｏｆ ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ．Ｉｔ ｉｓ ｐｒｏｖｅｄ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ｔｈｅ ｏｐｔｉｍａｌｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓｉｎ ｑｕａｓｉ―ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ，ｂｕｔ ｉｔｓｏｎｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｄｅｇｒａｄｅｄｗｉｔｈ ｔｈｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｖａｒｉａｔｉｏｎ ｗｉｔｈｉｎ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ．Ｔｈｅｎ ｉｎａｃｏｄｅｗｏｒｄｆｒａｍｅｉｎｓｅｖｅｒｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄｓｅｖｅｒｅＭＬｄｅｃｏｄｉｎｇａｌｇｏｒｉｔｈｍｆｏｒＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ．Ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄＶＩｄｅｃｏｄｅｒ ｃｏｎｓｉｓｔｓ ｔｗｏ ｐａｒｔｓ．Ｆｉｒｓｔ，ｔｈｅ ｃｏｄｅｗｏｒｄ ｅｌｅｍｅｎｔｓａｒｅｓｅｐａｒａｔｅｌｙ ｄｅｔｅｃｔｅｄ ｂｙａｒｅｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ＭＬ ｄｅｃｏｄｅｒ．Ｔｈｅｎ ｔｈｅ ｓｕｂ―ｏｐｔｉｍａｌ ｃｏｄｅｗｏｒｄ ｅｌｅｍｅｎｔｓｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｂｙ ｔｈｅｔｏ ｔｈｅ ｃｏａｒｓｅＭＬｓｅａｒｃｈｉｎｇ ｉｎａｓｍａｌｌｅｒ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｓｅｔ．ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｅｄ ａｃｃｏｒｄｉｎｇｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｃｏｄｅｗｏｒｄ ｅｌｅｍｅｎｔｓ．Ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｎｄ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｏｆ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ａｌｇｏｒｉｔｈｍａｒｅｂｅｔｗｅｅｎｔｈａｔｏｆ ｏｐｔｉｍａｌ ｂｉｔａｎｄ ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ＭＬｒａｔｅｄｅｃｏｄｉｎｇａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ．ＭｏｒｅｏｖｅｇａｒｅａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌｅｒｒｏｒｒＢＥＲ）ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎｓｄｅｃｏｄｉｎｇｐｒｅｓｅｎｔｅｄａｌｓｏｆｏｒ ａｎｄＳＦＢＣ??ＯＦＤＭｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄａｌｇｏｒｉｔｌｍａ ｉｎ ｂｏｔｈ ｑｕａｓｉ―－ｆｌａｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌｓ，ｗｈｉｃｈ ａｒｅ ｗｅｌｌ ｍａｔｃｈｅｄ ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓ．ＫＥＹＷＯＲＤＳ：ｗｉｒｅｌｅｓｓｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，ｄｉ【ｇｉｔａｌ ＴＶ，ＯＦＤＭ，ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ，ｃｏｄｅｃｈａｎｎｅｌｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，ｓｐａｃｅ－ｔｉｍｅ符号说明符号说明（－）＋（．）ｒ复数共轭 转置； 共轭转置 矢量的欧几里德（Ｅｕｃｌｉｄｅａｎ）范数 两个向量的内积； 模Ⅳ运算； 复数Ｘ的幅角； 搜索使得工取最大值的参数ｉ 搜索使得ｘ取最小值的参数ｉ 以括号中的矢量为对角元素的对角矩阵 数学期望或集平均； ＮｘＮ的单位矩阵 均值为ｘ，协方差矩阵为ｃｒ２Ｉ。矢量复高斯分布 取复数的实部； 表示矩阵的迹。（．）Ⅳ …（?，?）（?）。ａｒｇ（ｘ）ａｒｇｍ．ａｘ（Ｊ） ａｒｇｍ．ｉｎ（ｚ）ｄｉａｇ｛?｝ 引?】Ｉ＿ｖＮｃ（ｘ，ｃｒ２Ｉ。）Ｒｅ｛｝ｔｒａｃｅ｛?）ＸＩ英文缩写说明ＡＤＳＬＡｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ ＬｉｎｅＡｄｄｉｔｉｖｅ Ｇａｆｆｓｓｅｓ非对称数字用户环线 加性高斯白噪声ＡＷＧＮＢ３ＧＷｈｊｔｅＮｏｉｓｅＢｅｙｏｎｄ Ｔｈｉｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｍｏｂｉｌｅ超三代移动通信ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＢＬＡＳＴ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ－Ｔｉｍｅ贝尔实验室分层空时码ＣＤＭＡＣＦｏ ＣＦＲ ＣＩＲ ＤＡＢ ＤＤ ＤＦＴＣｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ码分多址 载波频偏 信道冲击响应 信道频率响应 数字音频广播 判决导向 离散傅立叶变换Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｂｅｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ ＣｈａｎｎｅｌＩｍｐｕｌｓｅ ＲｅｓｐｏｎｓｅＤｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｄｉｒｅｃｔｅｄ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｎｒｉｅｒ Ｔｒａｕｓｆｏｒｍ Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ－Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＤＳ．ＣＤＭＡＭｕｌｔｉｐｌｅ直接序列（扩频）码分 多址 手持数字视频广播 地面数字视频广播 快速傅立叶变换 未来无线通信通用环 境 高数据率数字用户环 线Ａｅｃｅｓｓ ＤＶＢ．ⅡＤＶＢ―Ｔ ＦＦＴ ＦｕＴＵＲＥ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ－Ｈａｎｄｈｅｌｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ－Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｆａｓｔ Ｆｏｎｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｆｕｔｕｒｅ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｆｏｒ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ＲａｄｉｏＥｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ＨＤＳＬＨｉｇｈＤａｔａ Ｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ ＬｉｎｅＨＴ ＩＣＩ ＩＤＦＴ ＩＴＡＩＨｉｌｌｙ ＴｅｒｒａｉｎＩｎｔｅｒ－ｓｕｂ．Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｅｅ Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ丘陵地形（环境） 子载波间干扰 逆离散傅立叶变换 传输天线间干扰 线性最小均方误差 最小二乘 城域网Ｉｎｔｅｒ－Ｔｒａｎｓｍｉｔ－Ａｎｔｅｎｎａ ＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＬｉｎｅａｒＬＭＭＳＥＬＳＭｉｎｉｍｕｍ ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ ＥｒｒｏｒＬｅａｓｔ ＳｑｕａｒｅＭＡＮＭｅｔｒｏｐｏｌｉｔａｎ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ上海交通大学工学博士学位论文ＭＢＷＡ ＭＩＭＯ ＭＬ ＭＳＥＯＦＤＭＭｏｂｉｌｅ ＭｕＲｉＢｒｏａｄｂａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓＡｃｃｅｓｓ移动宽带无线接入多输入多输出 极大似然 均方误差Ｉｎｐｕｔ ａｎｄＭｕｌｔｉ Ｏｕｑ，ｕｔＭａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＯｒｔｈｏｇｏｎａｌ正交频分复用技术ＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇＰＳＡＰＩｔＢＳ ＳＩＲ Ｐｉｌｏｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ａｉｄｅｄ导频符号辅助 伪随机二进制序列 信扰比 信扰噪比 单输入单输出 空频分组码 信噪比 空时分组码 空时码 空时格码 时分多址 典型城市（环境） 超大规模集成电路 无线局域网ＵｎｃｏｒｒｅｌａｔｅｄＰｓｅｕｄｏ－Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｎａｒｙ ＳｅｑｕｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ―ｔｏ―Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ Ｓｉｇｎａｌ―ｔｏ－Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ Ｓｉｎｇｌｅ Ｉｎｐｕｔ ａｎｄ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ Ｓｐａｃｅ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ―Ｎｏｉｓｅ ＲａｔｉｏＳＩＮＲ ＳＩＳＯＳＦＢＣ ＳＮＲ ＳＴＢＣ ＳＴＣ ＳＴＴＣＳｐａｃｅ―Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ Ｓｐａｃｅ―Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅ Ｓｐａｃｅ－Ｔｉｍｅ Ｔｒｅｌｌｉｓ ＣｏｄｅＴＤＭＡＴＵ ＶＬＳＩＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓＴｙｐｉｃａｌ Ｕｒｂａｎ ｖｅｒｙ Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ ＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎⅥｉ＾ＮＷｉｒｅｌｅｓｓＡｌｅａＮｅｔｗｏｒｋＷＳＳＵＳＷｉｄｅ－ＳｅｎｓｅＳｃａｔｔｅｒｉｎｇＳｔａｔｉｏｎａｒｙ广义平稳不相关散射ＺＦＺｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ迫零上海交通大学 学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本 论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本 文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。 本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。靴敝储≥伽ｊ日期：蟛节，≥月亏日上海交通大学学位论文版权使用授权书本学位论文｛乍学完全了解学校有关傈整、使曩学位论文瓣觏定， 同意学校保留并向国家有关部门域机构送交论文的复印件和电子版， 允许论文被查阅和借阅。本人授权上海交通大学可以将本学位论文的 全黎线部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缨印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。保密瓯在立￡年熊密后适露本援权书。本学位论文属于 不绦密口。 （请在以上方框内打“４”）学：、臼》指导熬莽 弓拦支举日期。矽庐／ｄ月哆日～～兰塑盟１９｝ｎｇｐ坐ｐｅｒ＿ｓ页码，ｌ／Ｊ上海交通大学学位论文答辩决议书申请者 论文题强李呢齐２００４―１０―２９ｆＩ所在学科（专业） ６答辩地点 答辫委员会成员『Ｉ ｌＩ通信与信息系统ｌ苋镬移醐怒｛磊系统甲∞廿Ｍ玫不电对氕 上海交通大学答辩Ｅ｜期｜ ｆ备注 无 无 无 无 无 无 无担任职务Ｉ主纛 委员 委员 委员 委员 委员 委员姓名 张≥Ｓ秘 周源华 郑世宝 余松煜 狳友云 王治钢 孙军职称６所在工作单位’签名教授Ｉ麦海大学通信及信息工稷学 教授ｌ纛誊交大电子工程系图苏通 教授ｌＩＳ交大电子工程系图系通 教授０蠹鼗交大淹子工程系图蒙遗教授｜睽放军理工大学 研究员Ｉ中国航天集团第８０９研究所 教授ｌ上海交大电子工程系了删。氯｛鼋矧惭蟠《霉炙ｉ删卜分（｛脐备一）般Ａ袈，论文选择宽带移动通信中ＯＦＤＭ拽术和空时码技术作为研究对象，是学科敏展的前沿技术，有着重 嫠的理论意义和实际应用价值。 论文携出了螽一辩高教导鞭懿载渡鞭绱估诗鼙法，可克撩定露误差遒菇韵导麟摆显旋转转彩嫡，葵蘩 偏估计性能和复杂憔与连续导频算法相比尚有差距，但可提离系统频谱效率，有艘展前景：提出了一种基 哥二额域导颡ｉ寸域处理的信道估计尊法，在时变多径、快速衰落信道下，该方法的性能优于传统的ＤＦＴ算法； 发展了一种分两步竞成的ＳＦＢＣ．ＯＦＤＭ系统的级联ＭＬ解码算法，在频率选择性衰落信遭下ｔ该算法与空 域分组的嫩优ＭＬ解码算法丰｜｛｛比较，解码性能相近而复杂度慨得多ｔ且可用于ＳＦＢＣ?ＯＦＤＭ系统。 该论文理论势搿五确，条理薅楚，安验数摄可嚣。谴文｛奉璐终者已掌握了率学科及翔美领域坚实宽广 曲理论基础与系统蛛入晴专门知识．独立从事科研王作的能力强。：在替辩过程中，叙述清楚，有条艘，并能正确回答各替辩委员的提问，经答辩委员会觉记名投紧，＝ 一致通过攀臻齐同学的耩士学位论文答辩，建议援学位评定豢豢会授予攀擎毒犀学工学博士学位。答辩委员会主席弦节匕扬（签名）砂归ｌ＼月ｙＥ｜第一章绪论第一章绪论１．｛引言在过去的２０年熏，移动通信在全球范围内得到了迅猛的发矮，已经历了从第 一代模拟邋信到第二代数字通信再到第三代多媒体通信的三个汾段。每一代的发 展都是技术的突破和观念的创新。第一代起源于２０世纪８０年代，主要采用模拟 和频分多址技术，其业务只是提供语音服务。第二代（２Ｇ）起源于９０年代初期，主 要采用ＴＤＭＡ技术，其传输速率也只有９，６Ｋｂｐｓ，最高可达３２Ｋｂｐｓ。第三代移动通 信系统（３Ｇ）主要采用ＣＤＭＡ技术，其传输速率可高达２Ｍｂｐｓ，不仅可以传输话音， 还能传输齑速数据，从弼可以提供抉捷方便匏无线应用。然面，随着全球范围内 移动用户数的迅猛增长和移动业务的快速发展，使得为高速率业务和多媒体业务 设计的第三代移动通信系统在通信容量与质量等方面将远不能满足耍求。世界各 国在推动第三代移动通信系统商用化的同时，目前已经把研究重点转入新一代 （Ｂ３Ｇ／４Ｃ）移动通信的前瞻研究，寻求概念和技术上的剑新和突破，期望无线通信 系统豹容鬃和速率有十倍甚至酉倍瓣提齑。 掣在２０００年１１月，日本的ＮＴＴ ＤｏＣｏＭｏ公司就开始研发４Ｇ移动通信相关技 术，并且于２００２年３月进行４Ｇ移动通信的技术测试工作。此外，ＮＴＴＤｏＣｏＭｏ、ＫＤＤＩ、Ｊ－ＰＨＯＮＥ三家移动电话公司和富士邋、ＮＥＣ等公司已启动了共同开发４Ｇ移 动通信网络系统的计划。韩国电子通信研究院（ＥＴＲＩ）在２００２年３月成立了４Ｇ移 动通信远景协会，提出了４Ｇ移动通髂未来的远景发展目标，弗致力子推出具泰自 主知识产权的４Ｇ移动通信标准。 欧盟在第五框架研究计划（ＰＦ５）的基础上，成立了世界无线通信研究论坛 （ＷＷＲＦ），着手进行“ＩＭＴ－２０００”之后的第四代移动通信的概念、需求以及基本框 架的研究。并且在有效期为２００３年趸２００６年的第六框架计翊（ＦＰ６）中优先支持 Ｂ３Ｇ移动和无线通信系统鼓术的研究王要目。该项目的匿标是实现“随时建建的簸优 地接入”。并且指出，Ｂ３Ｇ系统是融合了数字通信，数字鬻、视频接收（点播）和因 特网接入的崭耨的系统。在ＦＰ６计划中的起始于２００４年１月的ＩＳＴ―ＡＴＨＥＮＡ项目上海交通大学工学博士学位论文中“３，提议将基于ＩＰ的数据复用到ＤＶＢ―Ｔ数据流中。利用广播网络，提供高速数 据的下行传输，实现数字视频的点播等移动多媒体服务。此外，欧盟ＤＶＢ组织正 着手为通过地面数字广播网络向手持终端提供多媒体业务制定一个新传输标准一 ＤＶＢ一｝Ｉ［２】。ＤＶＢ―Ｈ是一种建立在数据广播和数字视频广播两个标准之上，支持移动 多媒体业务的标准，除了电视业务外它还可以开展电子报纸、电子拍卖、旅游向 导、游戏、视频点播和交互等多种综合性业务。 在我国，第四代移动通信已被正式列入了国家“十五”“８６３”研究计划，并 已于２００２年启动了名为ＦｕＴＵＲＥ（ＦｕｔｕｒｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｆｏｒ ＵｎｉｖｅｒｓａｌＲａｄｉｏＥｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ）的未来移动通信研究计划。在２００２年１１月举行的“未来移动通信国际论坛暨中国一欧盟ＢＥＹＯＮＤ ３Ｇ”研讨会上，与会专家对第四代移动通信的提出以下要求脚：传输速率达到１００兆；以移动数据为主，面向Ｉｎｔｅｒｎｅｔ大范围覆盖 高速移动通信网络：支持更为丰富的移动通信业务，包括高分辨率视频业务、会 议电视和虚拟现实业务等；采用多天线或分布天线的系统结构及终端形式，支持 手机互助功能，采用软件无线电等新技术；发射功率比现有移动通信系统降低１０～ ｉ００倍，能够较好地解决电磁干扰问题。其最终目的是使用户在任何时间、任何地 点可以获得任何所需的信息服务，且服务质量得到保证。 与已往的移动通信系统相比，第四代移动通信系统具有高频谱效率，高频段， 高速率和高移动速度的特点。‘１。第四代移动通信系统取得成功的关键之一是要在 物理层传输技术上寻求创新和突破。近几年来，空时码和ＯＦＤＭ技术得到迅速发展， 并被认为是支持未来移动通信物理层传输的两项核心技术。‘１。空时码“。３利用空间 和时间上的编码，实现一定的空间分集和时间分集，在不增加带宽和发送功率的 情况下，成倍地提高无线信道容量和频谱利用率。多天线环境下空时编码的无线 通信系统的理论必将突破传统的无线通信系统理论，成为未来移动与无线通信系 统理论的核心。ＯＦＤＭ调制技术睁”在新一代无线通信系统中备受关注的原因是具有 如下优势：频谱利用率高；抗多径干扰与频率选择性衰落能力强：采用动态子载 波分配技术能使系统达到最大比特率。将空时码和ＯＦＤＭ调制技术有机结合，构成 空时ＯＦＤＭ系统“”“１，可以更有效地提高频谱利用率、降低信道衰落的影响，提高 移动通信系统的可靠性。 虽然ＯＦＤＭ在ＷＡＮ“…、ＤＡＢ“”和ＤＶＢ―Ｔ“”等方面取得成功应用，但该技术在移动 通信，尤其是强多径，高速移动环境中的应用仍需深入的研究。本文以国家８６３２第一章绪论项目《新一代蜂窝移动通信系统无线佟输链路》为背袋，并以欧洲数字电视地面 广播系绽为例，对时变多径信邋下，ＯＦＤＭ系统的载波阔步，僚道估计，均衡算法 以及空频编码的ＯＦＤＭ系统解码算法方面进行了～定的研究。１．２歪交频分复用调制技术发展历程ＯＦＤＭ调制踅一军串并行数舔传输技术。早在上筐舞五十年代，就有学者默豢了 有关并行数据传输的研究“”。六十年代中叶，并行数据传输和频分复用的概念相 续在一戆干Ⅱ物上出现““”１。在１９７０年焚国发布的一项专利中掇出采用相互重疆子 裁波的频分复用并行传输数据ｏ”。该方案避免了使用麓速均德，可以对抗冲击噪 声和多衽失真，而且提高了频谱利用率。由于当初的ＯＦＤＭ系统在收端的调制和发 蠛的相予解调懿要大量熬正弦波发生器，导致系绞残本翻复杂发太裹，从蔼捩褥 该技术提出后相当长的一段时期内，并未得到推广应用，而仅限于军方使用“““。 蓬到１９７１年，Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ窃Ｅｂｅｒｔ提出采题寓教ｌ毒立哆变换进行并≤亍数据传竣协３， 不仅避免了频分复用所需的一组子载波振荡器和相干解调器，而且通邋ＦＦＴ，使得 ＯＦＤＭ完全熬数字镯摹ｌ窥群调藏毙虿麓，梵基予ＦＦＴ戆ＯＦＤＭ系统鹣工程实魂奠定了 理论基础。 放，≮卡年代开始，一些鼹酬静工程碰尾耦续蠢疆。蠢予受警游ＶＬＳＩ技术发展 水平的制约，很难实现高速大点数的ＦＦＴ芯片，故ＯＦＤＭ应用多在音频频段，如数 耀调铡器等”。 到了九十年代，随糟ＶＬＳＩ技术的发展，ＦＦＴ的硬件实现逮度不断提高，ＯＦＤＭ 弼铜技术的工程应用发麓到一个新的阶段，逐渐从窄带应用发展至Ｉ宽带应用，逐 步从ＡＤＳＬ、ＨＤＳＬ‘”３发展到ＤＡＢ㈣和ＤＶＢ－Ｔ‘…。 近年来，ＯＦＤＭ技术程无线硒域网中也得到广泛应用。１９９８年，ＩＥＥＥ８０２．１ｌ标 准组决定选择ＯＦＤＭ作为其５ＧＨｚ标准（ＩＥＥＥ ８０２．１ｌａ）“２３姻物理层豹调制方式。该 标准诣在５ＧＨｚ频段传输６到５４Ｍｂｐｓ的数据。紧随ＩＥＥＥ８０２．１１标准，简性能局域 掰僻３秘｜；；ｊｌ本电波产业协会（ＡＲＩＢ）开发戆多媒传移动菝入逮信（骚姓ｅ）琴统也袋用 ＯＦＤＭ作为物理层标准。为了给无线本地环路提供一个标准，ＩＥＥＥ ８０２委员会于１９９９ 年残立Ｔ ８０２。１６工作缎寒专门ｕ开发塞荣茏线标壤，著虽在已经邋过兹城域溺（淞鹅 标准８０２．１６ａ中采用ＯＦＤＭ技术作为物理层传输方式““。 为逶应移动无线韭务装发袋，２００３年１２弼，ＩＥＥＥ开始裁定嚣移旗宽蒂无线上海交通大学工学撙士学位论文接入（肥ｗＡ）标准一８０２，２０。“。该标准主要采用０ＦＤＭ技术，工作在３．５ＧＨｚ频率之下，覆蓬蓬基瘫达１５公里，謦蘑户静羧高数据传餐搴超过１Ｍｂｐｓ。，燕然它在数据 速率上与３Ｇ系统相比并无太大优势，但其高效的移动性却远胜后者。 叠ｌ予ＯＦＤＭ菝零露有戆菰多径牲黢，§≥够竞羧第三霞移动遵癌采溺麓壹接乎列 扩频码分多址（ＤＳ―ＣＤＭＡ）在支持高速率数据传输时符号间干扰增大的问题，并且具 有颓谱效率嵩，硬件实现箍擎警优点，因魏０ＦＤＭ亦被看俸燕第霾代移动逶傣系统 的核心技术之～，并且己出现基于０ＦＤＭ的第四代无线通信系统各选方案”７。”１。由 诧可觅，ＯＦＤＭ技术必将是来采静宽带无线通倍中最蠢前途静技术之～。｛．３塑时缟谒与空时ＯＦＤＭ系统隧簧因特掰耪多媒俸应蠲在下一代无线逶信中兹缝合，久粥对可靠翡裹数据率 服务的要求迅速增加。当前，传统的单输入单输出（ＳＩＳ０）无线信道，已经不能容 缡蠢懿邋逮辔长的数撵流量，因嚣急嚣采羯蠢效酶编码、调秘帮信号处瑾鼓术， 提高无线通信系统的容量和频谱效率。目前，有效的解决方法之一就是采用各种 形式静分集技术。分察技术主螫有露漓分集（锚如，信遂编码帮交织），颓率分熊（锤 如，扩展频谱）和空间分集（例如，天线分集）等。它们实质上是分别在时域，频域 和空域提供信号冗余，提高系统抗信邋衰落的能力。由于时间分集和频率分集都 要降低系统的频谱效率，面空间分集既有分集增益，又不会牺牲系统的频谱资源 为代价，故有非常诱人的应用前景。 在嚣线链路的两端使用多个天线构成的多输入多输出（ＭｔＭＯ）系统，充分利用了 空间和时问分巢，不但极大地提高了信道容羹，而且提高了无线链路的可靠性。 在文献［７］中，Ｆｏｓｃｈｉｎｉ窝Ｇａｎｓ研究了ＭＩＭ０系统的绩道容鬣，并将茭与ＳＩＳＯ系 统的信道容量进行了比较。对于单发单收无线通信系统，信道容量为ｅ＝ｌ０９２（１＋７／?肾）ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ（１－１）其中Ｙ为在单个接收天线的信嗓比。ｈ为归一化信道复增益。对于采用Ｍ个发射天线Ｍ个接收天线的ＭＩＭＯ系统，信道容量为凸赫ｇ：Ｍｘ辑÷意腿仆鲰（Ｈ专《ｊ４ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ∞。，式中ｄｅｔ（。）表示霉亍列式，《为ＨＨ８麴特薤擅，王薹是辑×辑豹信遭增豢矩瘁，矩终第一章绪论中每个元素对应一对发、收天线间信道复增益。由（卜２）可见，ＭＩＭＯ信道容量随发 射和接收天线数目的最小值成线性增加。贝尔实验室开发的ＢＬＡＳＴ测试系统””验 证了ＭＩＭＯ系统的信道容量。该系统在无线链路的两端都用ＴＪｋ根天线。测试表明， 在室内环境，无线系统的容量得到极大的提高。在散射丰富的室内环境，贝尔实 验室的ＢＬＡＳＴ测试系统，在３０ＫＨｚ的窄带信道内获得将近１Ｍｂｐｓ的吞吐量，从而 获得空前的频谱效率。理论论证与测试结果表明，与传统的ＳＩＳＯ信道相比，）ＩＩＭＯ 系统提供了当前其它技术无法获得的容量潜力，该成果的出现最终导致了空时码 的诞生。 １９９８年Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ等人提出了无线通信系统中高数据率的空时格码（ＳＴＴＣ）编码 调制技术。１，并对其设计准则和码结构进行了深入的研究，为以后的ＳＴＴＣ研究奠 定了理论基础。由于ＳＴＴＣ的译码复杂性随着收发天线数、频谱效率的增加而成指 数级增加，这使得该技术在实际应用中有所限制。为了克服ＳＴＴＣ译码过于复杂的 缺陷，Ａｌａｍｏｕｔｉ于１９９８年提出了使用两个发射天线的传输分集方案。…，这一方法 后来被ｖ．Ｔａｒｏｋｈ推广到任意个发射天线的情况，形成了ＳＴＢＣ㈨。ＳＴＢＣ的译码复 杂性只是随着收发天线数成线性关系增加，从而使得空时码的实际应用成为可能。 虽然空时码通过空间和时间分集增益可大幅提高信道容量和系统频带利用 率，但当初设计空时码的目的是为准静态，平坦衰落窄带信道提供编码和分集增 益。…，而未来的移动通信系统将是宽带高速通信系统，其所处的信道将是严重的 频率选择性衰落信道。此时，基于单载波的空时编码系统必须采用复杂的空时处 理技术。”。ＯＦＤＭ调制能够有效的克服频率选择性衰落的影响，其原因之一就是它 将一个宽带频率选择性衰落信道分成许多平坦衰落的窄带子信道。这些子信道正 好可以为空时码提供适当的应用平台。将空时码和ＯＦＤＭ相结合，构成空时ＯＦＤＭ 系统，可以使系统获得更高的频谱效率、传输速率和通信质量，有望成为未来宽 带移动通信中最具潜力的传输技术之一。１．４论文的主要创新和贡献（１）提出一种采用离散导频的载波频偏估计算法。在时变信道下，ＯＦＤＭ系统一般 利用连续导频完成载波频偏的精确估计，而采用离散导频估计信道频率响应。 若将离散导频用于载波频偏估计，则可以提高系统的频潜效率。论文中提出 的采用离散导频的算法，利用了离散导频分布的对称性，克服了定时误差造上海交通大学工学博上学位论文成的导频相位旋转的影响。该算法包括整数倍和小数倍载波频偏算法。仿真 结果表明，采用离散导频算法的整数倍载波频偏估计性能略差于采用连续导 频的算法，但在实际应用中也是可以接受的；而小数倍载波频偏估计性能与 采用连续导频的算法相当。此外，采用离散导频算法的复杂度是采用连续导 频算法的２到３倍。 （２）提出一种适用于快时变信道，基于频域导频时域处理（ＦＰＴＰ）的信道估计算法。 该算法将频域导频估计的信道频率响应，经过ＩＤＦＴ后，获得信道冲击响应。 在时域进行降噪处理后，再经ＤＦＴ，获得信道频率响应的估计。与传统基于ＤＦＴ变换方法不同，本文提出的算法获得的信道冲击响应等效于利用频域导频时域序列经过与接收信号进行循环相关获得的信道冲击响应。因此，估计的 信道冲击响应中由ＤＦＴ变换造成的频谱泄漏等效于频域导频时域序列的自相 关误差。然后，提出一种自相关误差消除算法，该算法可明显降低有效信道 路径的估计误差。此外，利用路径增益时域相关特性，提出一种路径检测算 法，该算法能准确检测有效路径。仿真和分析表明，在时变多径信道下，尤 其是快衰落信道下，ＦＰＴＰ信道估计方法的性能比基于传统ＤＦＴ的算法有明显 提高，而且好于频域维纳滤波算法。同时，ＦＰＴＰ算法ＢＥＲ性能非常接近理想 信道估计时的性能。此外，该信道估计算法还被应用于消除子载波间干扰的 均衡算法中，并且与理想信道估计条件下的系统性能也很接近。 （３）提出了一种适用于频率选择性衰落信道下，ＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ系统的级联ＭＬ解码算 法。空频分组码的最优解码算法是ＭＬ序列估计算法。该算法的解码复杂度随 码符号星座的大小成指数增加。为降低解码复杂度，一般采用简化的ＭＬ解码 算法。论文中证明了简化ＭＬ解码算法在准平坦衰落信道下性能最优，但是在 频率选择性衰落信道下，该算法的性能将随一个码周期内的相邻子信道变化 的加剧而降低。提出的级联ＭＬ解码算法分两步完成。首先采用简化的ＭＬ算 法分别对每个空时分组码中的码符号独立解码。然后通过解码所得的码符号 构造一个较小的星座符号集，并在该符号集中采用ＭＬ算法，搜索次最优的码 符号。此外，推导了采用简化解码算法的ＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ系统在准平坦和频率选 择性衰落信道下理论ＢＥＲ近似表达式，该理论值与仿真结果也是比较吻合的。 仿真和分析表明，在频率选择性衰落信道下，级联ＭＬ解码算法的性能接近最 优ＭＬ解码算法，并且明显优于简化解码算法。对于采用两个接收天线的第一章绪论ＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ系统，级联ＭＬ解码算法与简化解码算法之间的性能优势更为明显。 此外，级联ＭＬ解码算法的解码复杂度稍高于简化ＭＬ解码算法，但仍比最优 ＭＬ解码算法小得多。１５论文内容安排在第二章中，首先讨论了时变多径信道的统计特性，并给出了论文中将采用的ＧＳＭ ＴＵ和ＨＴ两种信道模型及其统计特性。然后，介绍了ＯＦＤＭ系统的基本原理，并与传统单载波的系统进行了优、缺点的对比。最后，着重讨论了符号定时，载 波和采样钟同步以及信道时变对ＯＦＤＭ系统性能的影响。 在第三章中，首先分析了载波频偏对解调信号的影响。然后分析了时变信道 下的ＯＦＤＭ系统采用连续导频的整数倍和小数倍载波频偏估计算法。最后，以ＤＶＢ―Ｔ 系统为例，提出一种适用于时变信道，采用离散导频的载波频偏估计方法。并且， 在各种信道下，对采用连续和离散导频的两种算法的性能进行了比较。 在第四章中，首先讨论了在时变信道下，采用Ｌｓ和维纳滤波的导频子信道估 计算法，并给出了上述信道估计算法的理论均方误差。然后讨论了采用拉格朗日 插值以及维纳插值信道估计算法。此外，分析了时域ＬＭＭＳＥ信道估计算法。并且， 着重讨论了信道估计误差对ＯＦＤＭ系统性能的影响。 在第五章中，首先，针对时变信道下的ＯＦＤＭ系统，比较和分析了基于ＤＦＴ， 频域导频时域平均以及频域导频时域相关的信道估计算法。然后，针对以上算法 的不足，提出了一种基于频域导频时域处理的信道估计算法，并给出了该算法在 时变多径信道下的仿真结果。 在六章中，首先讨论了时域和频域时变信道矩阵的结构。在信道路径增益在 一个ＯＦＤＭ符号时期内是线性变化的假设条件下，频域时变信道矩阵可以分解为一 个频域信道矩阵和一个子载波间干扰矩阵，并且这两个矩阵由信道路径增益均值 和斜率唯一确定。然后，给出了路径增益均值和斜率的估计算法。随后，给出了 数据符号的迫零和线性最小均方误差估计算法，并利用第五章提出的信道估计算 法，进行了系统性能仿真。 在第七章中，首先介绍了正交ＳＴＢＣ以及复正交空时分组码的特例－－Ａｌａｍｏｕｔｉ 分组码。然后讨论了基于Ａｌａｍｏｕｔｉ正交空时分组码的ＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ系统的最优和简 化解码算法。证明了简化解码算法在准平坦衰落信道下的性能最优，但是在频率上海交通大学工学搏±学位论文选择性衰落信道下，该算法的性能将随～个码周期内的相邻子信道变化的加剧而 辫低。然嚣，提塞了一耱逶弱予频率选择洼衰落售道豹级联｜ｊｌＬ磐码算法。另钋， 还推导了采用简化解码算法的ＳＦＢＣ―ＯＦＤＭ系统在准平坦和频率选择性衰落信道下 近骰臻论ＢＥＲ袭这式。 第八章是全文的总结以及进～步研究工作的展望。第＝章ＯＦＤＭ通信系统及时变信道特性第二耄ＯＦＤＭ系统及对变傣道特性２．｛碍ｆ誉在宽带移动邋信系统中，由于码元周期的减小，传输的信号严黧受到信道多 径熬影溺。麓毙黻多经遣藏麴簿号阉予貔（ｉｓＩ）瓣澎确，终绫蘩载波邋蕊系绞豹售 道均衡器变得日益复杂。ＯＦＤＭ系统将宽带频率选择性衰落信道分割成许多窄带平 邋衰落予催邀，鬻蔼缀大逮黧长了褥元蠲麓，提菇了系统藐多径豹缝髓。 与传统频分复用系统不同，ＯＦＤＭ系统为提高频谱刹用率，传输的每个ＯＦＤＭ符 号（褥元）中器子载波酶频谱燕稚誊羹整豹。为了髓在接收鞴对每个符号中器予载 波调制妁数捺分别进行正确解调，各予载波之间必须芷交。 由于发射的符号怒连续传输静，如栗接收瑞不麓准确缝判断每个ｏＦ嘲符号的 起始位置，在每个接收豹ＯＦＤＭ符号中婚会存在其它符号的成份，从而产生ＩＳＩ， 最终破坏了各子载波之间的正交性。 舭外，囊予发射耄遐和接故机豹载波叛蕊以及浆挂钟是期互独立戆，当收发爨 端的载波和采样钟频率不相同时，接收信号中各子载波之间的正交也将遭到破坏。 爨钤，囊予ＯＦＤＭ系统延长了符号周期，在辩变稳道下，长蠲期豹ＯＦＤＭ符号 更易受多普勒频移的影响。当多普勒频移相对于予载波频率间隔较大时，也会破 坏予载波之蠲戆正交浚。 因此，符号定时闻步，载波和采样钟频率同步以及信道的时变特性对ＯＦＤＭ系统鹣靛能至关霞要。对于相干解调的ＯＦＤＭ系统，需要洋Ｕ用信道状态信息，因此信道估计性能对系 统经熊毪有ｊ≥常大翡彩睫，黠诧我餐将在祭隧章着羹讨论。２．２时变多径储遵特褴２．２．１信道；率蠢晌液≮耱霉辩延分零 时变多径信道复冲击响应可以描述为∞３９上海交通大学工学博士学位论文ｈ（ｒ，ｔ）＝∑岛（ｆ）占（ｒ―ｑ）ｔ＝Ｏ（２―１）式中ｑ为第ｚ祭路径的时延，呜（ｔ）为ｔ时刻第？条路径的复增蔬。当路径增益矗（ｆ）为零均壤笈高鬻箍辊过程对，箕箍僮泌◇）｜将骚麸Ｒａｙｌｅｉｇｈ分毒ｅ功率时延分布（ＰｏｗｅｒＤｅｌａｙＰｒｏｆｉｌｅ）。”表示为当发送一个占脉冲时，接收信号功率的辩阕分布。实际上，它藏是信道律港响应中各路径平臻功率豹分布。霰设信邋为广义平稳不相关散射（ＷＳＳＵＳ）信道。”，即ｈ（ｒ，ｔ）为广义平稳随机过程，并且信遂中第ｆ条路径的复增益与第ｚ‘（，’≠ｆ）条路径的簸增益甄不相关滟。功率时延 分布Ｗ袭示为尸（ｒ）＝Ｅ№硝卜静ｄ（¨）式中砰＝且ＩＩｈ，（ｆ）１２］，表示第ｚ条路径的平均功率。２．２．２均方根时延扩聪与相予带宽 缘方根嚣孪延扩（ＲｏｏｔＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ ｄｅｌａｙ∽ｚ）ｓｐｒｅａｄ）豢溺子度量多径信遴懿醣翔扩震。“。实际上，均方根时延扩展即为功率时延分布的两阶中心矩的平方根。‰＿ｆ％剖”２式中地１丁一 ∑ｌ＝０霹∑Ｌ－Ｉ茸（ｑ―ｆ）２（２－３）ｆ：ｚ￡ｒＰ＿（ｒ）ｄｖ：整Ｌ－Ｉ ￡Ｐ（ｒ净∑茸对，对应的甥予带宽可近似为。”（２－４）相干带宽袭征一个统计平均带宽，在该带宽内，信道颏率特性怒相关的。实 际上，信道相于带宽与信道均方根时延扩展成反比。相干带巍可定义为信道频率 响应自相关函数为某一给定德时对应的频率问隔。例如，频率相关爵数大予０．９‰，“壶１０（２咱）第二章ＯＦＤＭ通信系绒及时变信道特性更为宽橙静定义是频率辐关函数大予０．５辩，对应的相干带宽可＝ｉ穗儆为‰ｓ＊去２．２，３信遘相关函数与多蔷鞠颓谱 信道时间相关函数定义为昭３?踟（２－固Ｒｈ（Ａｔ）＝ｅ＾（ｆ）＾‘（抖△ｆ净多饕勒频谱瓣秀售遵辩阉樱关丞数戆薅立时变换（２―７）墨（，）＝ｅ％（Ａｒ≯川删拙（２－８）假设发射信号的载频为Ｚ，接收机与发射机的相对移动速度为ｖ，多径分量的入射角平均分布予ｂ２石】，则信遒的时潮楣关蘧数为。”” 岛（Ａｔ）＝Ｊｏ（２厅正Ｖ乃－Ａｔ）式中厶（）为～类零除煲赛尔滋数。稽应酶多酱赣颓谱为（２―９）最（班丽１，烨五氕吨》ｉ～ｊ‘‘２砌’式中五＝Ｌｖ／ｃ，为最大多普勒频移。（２一ｌｏ）式即为Ｊａｋｅｓ或Ｃｌａｓｓｉｃａｌ多蜚勒频谱。 ２．２．毒多普勒扩展与稽千对溺 多酱勒扩展和棚于时闼怒绉述小尺度区域内信道对变特性翦两个参数。““’。在 时变信道下，当传输一个频率为Ｃ的纯正弦信号时，接收信号的频谱（也就是多普勃频谱）在工一五至Ｚ＋五楚疆悫存农分量。多普勒扩矮裁楚趣子度基由镑道时交引起的信号频谱展宽。多普勒扩展可以近似等于最大多普勒频移。当信号带宽远 大予多普勒拶‘震薅，售遵为漫衰落蕊遂。 相干时间用于统计度量信道冲击响应在多长的时问间隔内仍具有强相必。当 樱于瓣蠢远遴大予舔元（餐譬）周蘩辩，信遴在码元溺麓凑胃税为不嶷，这辩绩遵 为慢嶷落信邋。而当码元（符号）周期接近相千带宽时，此时信道为快衰落倍道。 蒋程于时凌定义力惑淘秘关函数大于０。５霹对应静射润闽疆，囊ｌ程予辩藩胃 近似为。‘“１上海交通大学工学博士学位论文ｒ。土。１６１ｒｆｄ 定义豹稳于时瓣（２一１１）在现代数字通信系统中，（２一１１）式定义的相干时间过于严格，因此普遍采用以下～《１６霈露２。２。５携真审慕羽豹接遴摸型ｒ：匹。一０．４２３五‘（２－１２）论文中的仿真主要采用ＧＳＭ Ｔ１Ｊ（典型城市）和ＨＴ（丘陵地形）六径衰落信道模型 ㈨。每条路径辩交衰落为Ｃｌａｓｓｉｃａｌ多酱赣功率谱。羯２－１（匐为罩｛ｊ信遂静功率时延分布。该模型中抽头延时分别为０，０．２，０．５，１．６，２．３和５．０肼，相应的 插头平均功率为一３，０，一２，～６，一８帮一１０ｄＢ。图２－１（ｂ）为湃僖道静功率嚣雪 延分布。该模型中抽头延时分别为０，０．２，０，４，０．６，１５．０和１７．２雕，相应的 抽头平筠功率为０，一２，一４，一７，一ｓ，稻一１２ｄ／３。醋２－２为不同多瞽勒频率下，Ｔｕ信遂中第一条路径时变蝠废。日）～ｃｈ跏．１Ｐ州ｒｏｄｊｙ Ｐ∞６№｛ｌ辛ｆ图２－１ ＴＵ和ＨＴ信道功率时延分带Ｆｉｇ．２－１ Ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｌａｙ ｐｒｏｆｉｌｅ ｏｆＴＵ ａｎｄ ＨＴ ｃｈａｎｎｅｌｓ∞已三霾２－２多营勒频率为５０毒口３００８ｚ时，Ｔ＃信遂申第一条路衽时变幅度Ｆｉｇ．２－２－Ｔｈｅ ｔｉｍｅ－ｖａｒｙｉｎｇ ｍａｇｎｉｔｕｄｅ ｏｆｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ｐａｔｈ ｏｆｔｈｅ ＴＵ ｃｈａｎｎｅｌ ｗｉｔｈ ｔｈｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ５０ａｎｄ ３００Ｈｚ２．３ＯＦＤＭ基本原理疆２－３ ０ＦＤｊ《系统离隶蕊带等效摸型Ｆｉｇ．２－３ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ－ｔｉｍｅ ｂａｓｅｂａｎｄ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｍｏｄｅｌ ｏｆａｎ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍ图２－３为…个典型豹ＯＦＤＭ系统撂躅，根援实现箕法的不阉，系绞框图可以有 所改变。图中上半部分，即进入信道前的部分为ＯＦＤＭ系统发射机单元，下半部分 为ＯＦＤＭ接收极单元。上海交通大学工学博士学位论文信道编码后的原始数据，完成星座映射后，经串并转换后与位于特定子载波位 置的连续和离散导频一起合并成原始调制数据。再经ＩＰＦＴ调制后，插入循环前缀 （ｃＰ）形成离散ＯＦＤＭ符号。然后通过采样频率为ｆ的数模（ＤＡ）变换后形成模拟基带 ＯＦＤＭ符号。最后经过载波频率为ｆ的上变频后形成射频信号。接收的信号先经载波频率分别为∥的射频下变频后，再由采样频率为∥的模数（ＡＤ）转换形成数字基带ＯＦＤＭ信号。由于接收机本地产生的射频载频与发射机的 载频存在偏差，而且接收机的ＡＤ采样钟频率与发射机ＤＡ的时钟也有偏差，这些 偏差若不加以校正，各予载波间的正交性将被破坏。所以在ＡＤ之后加了定时 （Ｔｉｍｉｎｇ）和频偏（ＦＯ）校正单元。频偏校正即是补偿载波和采样种频率偏差。时偏 校正即是要确定ＦＦＴ窗的位置。根据估计算法的不同，一般分为ＦＦＴ之前和ＦＦＴ 之后时、频偏估计。ＦＦＴ之前主要利用时域导频或循环前缀完成小数倍的频偏估计 和ＦＦＴ窗起始位置的粗估计，即完成捕获功能。而ＦＦＴ之后主要利用频域导频完 成频偏和ＦＦＴ窗起始位置的精估计，即完成跟踪功能。信道估计一般是利用从ＦＦＴ 之后抽取的导频信号，在时、频二维进行处理，然后获得所有子信道的频率响应。 利用估计的信道频率响应，ＯＦＤＭ接收系统即可完成频域均衡功能，以弥补信道衰 落对数据的影响。由于各子信道带宽足够窄，可看成是平坦衰落，故均衡器可做 得非常简单。均衡后的数据即可经符号解映射后，恢复出原始发送数据。２．３．１ＯＦＤＭ系统子载波的正交性在传统并行数据传输系统中，整个信号频带被分成一组互不重叠的子信道。 每个子信道用单独的符号调制，然后所有子信道频分复用。采用一组互不重叠子 信道的目的是为了避免子信道间干扰。各子载波频率间隔没有特殊要求，只要保 证在接收机中能通过传统的滤波器和解调器将各子信道数据分离开即可。为达此 目的，一般要在各子信道之间引入保护带，以降低对带通滤波器的要求，但同时 也导致频谱利用率降低。为提高频谱利用率，早在上世纪六十年代中期，有学者 提出了采用相互重叠子信道的频分复用来并行数据传输。”。图２―４为普通频分复 用和正交频分复用调制系统的频谱。由图可见，传统频分复用的予信道间由保护 带隔开，而正交频分复用子信道的边带是相互重叠的，这几乎节省了５０％的带宽。 为实现频谱相互重叠的频分复用，必须消除子信道间的干扰，这意味着必须 保持子载波问的正交性。通过合理安排ＯＦＤＭ信号中各子载波的频率间隔，可以在１４釜三翌：：型翌篡至鎏墨盟銮篁：兰箜生各子载波频谱棚互重藏的情｝兄下，保证接收信号中没有相邻馘波的干扰。接牧机 可看成豳一组解调器搀戚。每个解调爨对应一个子载波，并邋过对接收的信号在 一个符号周期内的积分，解调出该子载波调制的原始数据。只要保诞每个载波所 黠应鹣瓣调积分中，除赝嚣豹子载波辨，对其它的子载波的积分均为零，就可保 证子载波间的正交性。蒋撬蚝磬复霹（ＦＤＭ）蕈士早萤ｊ饕￥｝港蕊囊赡升蔓用（ＯＦＯＭ）革千寻情避＃ｅ迸圈２－４颊分复用承统频谱鞴ｇ．２―４ Ｔｈｅ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｏｆｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ ｓｙｓｔｅｍｓ若发射的第ｍ个ＯＦＤＭ符号（未加保护间隔）为ｓ（ｆ）＝―≥∑‰ｅ州，ｆｓ［ｍ一１）互，”ｚ瓦） ｂ０、／１ｗ（２喇）式中口。。为第删个０ＦＤＭ符号第后个子载波上涌制的数疆，Ｎ为子载波数目，瓦为 ＯＦＤＭ符号周期。假设发射信号被无失囊接收，且准确同步，则第ｍ个ＯＦＤＭ符号第 ｋ’个子载波对应的相干解调输出为％∥＝７１圭．…乞Ｎ－Ｉ％，女＃风’ｇ－施‘‘癣 “ 。？（２－１４）＝％＋軎∑％。！”∥”吣”艘‘』Ｈｉ＃≈’１妇是（２－１４）式可知，若予载波频率间隔（略一ｑ．）为１／Ｌ的整数倍，则上式第二项，上海交通大学工学博士学位论文即子载波间干扰（ＩＣＩ），为零。从而可知，保证子载波间的正交性的必要条件是子 载波频率间隔必须为ＯＦＤＭ符号周期倒数１／Ｚ的整数倍。 为了便于硬件实现，现在的ＯＦＤＭ系统不是使用一般频分复用所需的子载波振 荡器组和相干解调器组，而是采用高效的ＦＦＴ技术。从数学原理上讲，采用子载 波振荡器组与采用ＦＦＴ技术是等效的。一般在发射端采用ＩＦＦＴ调制，在接收机中 采用ＦＦＴ解调。这样，调制前和解调后数据相当于在频域，信道中传输的信号为 时域符号。２．３２保护间隔和循环前缀 无线信道下，通信系统不可避免的会受到多径的影响，导致符号间干扰。在单载波系统中，消除符号间干扰的方法是采用均衡器。当多径时延远大于符号周 期时，均衡器的抽头数将会很大，使得均衡器非常复杂，不便于工程实现。在ＯＦＤｆｆ 系统中，消除符号间干扰的方法之一是采用保护间隔，即在每个ＯＦＤＭ符号之前插 入一段时域保护间隔。在接收端，只取每个ＯＦＤＭ符号的有效部分进行解调。当多 径时延长度小于保护间隔的长度时，信道多径只会影响到保护间隔，而不会影响 到每个ＯＦＤＭ符号的有效部分，此时解调的信号可完全消除符号间干扰的影响。但 是，插入保护间隔的主要缺点是会造成系统信噪比损失。假设保护间隔长度为ｔ， 则保护间隔造成的信噪比损失为。１砜＝－ｌＯｌｏｇ。ｏ愕］所示，图中ＯＦＤＭ符号有效长度为Ｌ，并且Ｉ＝墨＋毛。（２一１７）保护间隔可以采用不同的实现方式。目前，普遍采用的是循环扩展的保护间隔， 即将每个ＯＦＤＭ符号后面的一部分拷贝到符号前面，形成循环前缀（ｃＰ）。如图２５，――一～、ＯＦＤＭ Ｓｙｍｂ。１ｉ；暖－１』 ～ ’卜ｌ。：Ｉ乇图２－５循环前缀Ｆｉｇ．２－５ Ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ采用循环前缀的保护间隔除了起到消除符号间干扰的作用外，其主要作用还第二章ＯＦＤＭ通信系统及时变信道特性有将多径信道与发射信号静离散线牲卷积转羧为离散循环卷积。运弼时壤离散循 环卷积等效于频域离散姻乘的关系，在ＯＦＤＭ系统中，复杂的时域均衡就可以转换 为在频域采用简单的单抽头的遭零均衡来实现。但是，要使上述关系成立的嚣一 个条｛牛是循环前缀的长度必须大于信道时延扩展的长发。２．３．３ＯＦＤＭ主糕优点和缺点Ａ．ＯＦＮｄ传输方案的主簧优点： １）挽多径燧力强，通过插入保护瓣隔（疆环兹缀），ＯＦＤＭ溺安ｌ可滔除由多径弓 起的符学问干扰。 ２）与霞矮爨适应掳餐黪单载波系统糖比，ＯＦＤＭ系绞戆痿遴均，囊要麓单雩寻多， 多数情况下只需单抽头均衡即可。 ３）遴过予傣遂逮繁翡穗夏瀵叠，凝谱裂矮攀大为疆蹇。 ４）可使用ＦＦＴ技术完成调制和解调功能，便于数字实现。 ５）貌霹频道于撬耪冲击嗓声的§ｌ力强。 ６）若采用靛分调制，可不需信道估计。 ７）在频率逡择往傣道下损失兹符譬可通过信道编码和交绞褥戬恢簧。 Ｂ．ＯＦＩ）Ｍ传输方案的缺点： １）由于ＯＦＤＭ信号的幅度类似于噪声幅魔，且动态范围徽大，因此要求射频 功放的峰均功率比要高，从丽降低了发射机效率。２）与单载波系统相比，ＯＦＤＭ系统对载波和采用钟频率偏激和飘移更敏感。３）当ＯＦＤＭ簿号周麓较长时，受接道时变黔影嚷较大。２．４ＯＦＤＭ同步技术及莫对系统性越的影瀚对于任何ＯＦＤＭ系统，在对接收信号进行解调之前，必须使接收机酾发射机同步。由于在实际应用中，接收丰凡与发射杌载波频率总裔偏差；本地振荡器还存在 频率漂移；在多径信道下，接收信号为多个不同时延的原始发射信号的叠加；在 移动接收时还存在多普勒频移，这些因索都给接收信号的准确间步带来困难。ＯＦＤＭ 系统兹强步主要分为符号定对、载波和采样镑鄹步三部分。上海交通大举工学博士学位论文 ２ ４．１ＯＦＤＭ符弩定时同步ＯＦＤＭ符号定时是ＯＦＤＭ舄步中的关键环节之一，它决定ＯＦＤＭ解调ＦＦＴ窗起始 位置的准确选取ｍ。”。豳图２－６所示，符号定时理想同步位置怒发射信号中除去循 琢兹缀嚣弱第一个采撵篷楚使鬟。若ＦＦＴ窗开在虽中鼹示搏获允许区，烈接收豹 信号不会产生符号间干扰，只是解调的数据会产生公共相位旋转。当定时误差被 嚣续精继诗算法售诗爨寒嚣，该公共秘位可遥过时域雾霆环位移襞在鬏域乘上媚位 补偿系数得以校正。若起始位攫选择在允许区之外，则不可避免会产生ＩＳＩ，从而 导致ＩＣｌ。凌２－６ ＯＦＤＭ系统符号定靖Ｆｉｇ．２?６ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌ ｔｉｍｉｎｇ假设第ｍ令０ＦＤＭ转号嚣麓发送憨扳（Ⅳ。。Ｎ＋Ｎ。）令离数馑为１嚣％厂者女曼ａｍ，ｋ ｅｘｐ（ｊ２椰引加（２－１５），月＝一Ⅳｇ，…，一Ｉ，０，ｌ，…，Ｎ―Ｉ式孛Ｎ莠疆善运算豹患数，致隽雾垂环蘧缀长凌。为麓化分拆，稷设信道为热性高斯白噪声（ＡＷＧＮ）信道，噪声方差为零，并且假设采样钟和载波准确同步，但是存 在毒个莱雳建的定嚣镶差。蓑霉擎号定露在攘获兔诲区，粼蔼予ＯＦＤＭ麓诞熬接收售 号矢量表示为ｒ卅＝［％，一｛…气，。…％，，峙。。］２第ｋ’个子载波上的勰调输出售号为（２一ｉ６）ｄ。∥＝％∥ｅｘｐ（一ｊ２／ｒ眚ｋ＇／Ｎ）（２一ｔ７）羞籍号定对在拣获竞谗送之终，毙妇浚渗后了者个罴愆馑，则趱予ＯＦＤＭ解调豹接第二章ＯＦＤＭ通信系统及时变信道特性收信号矢量表不为ｏ２ｈ；…Ｓｍ，Ｎ－Ｉ，ＳＩｎ＋Ｌ－Ｎｅ…ｓ帆ｗ一－Ｊ（２砌）第女’个子载波上的解调输出信号为‰矿等％。ｅｘｐ（ｊ２《七１／Ⅳ）１Ｎ一卜ｆ １Ｋ＋而∑∑％，。ｅｘｐ（／２石（栉＋善）ｊ｝／．Ⅳ）（２―１９）＋寺∑∑‰。ｅｘｐ（ｊ２石（ｎ一Ⅳ一以＋善）．ｉ｝／Ⅳ）ｅｘｐ（一，２石”ｋ＇／Ｎ） Ｖ…Ｎ１ｆ ｋ＝－ＫＥ式右边第二项为ＩＣＩ项，第三项为ＩＳＩ项。图２―７存在定时偏差时，解调信号的星座Ｆｉｇ．２―７ Ｔｈｅ ｃｏｎｓｔｅＩｌａｔｉｏｎ ｏｆｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｗｉｔｈ ｔｉｍｉｎｇ ｏｆｆｓｅｔ图２―７在ＡＷＧＮ信道下，２Ｋ模式的ＤＶＢ―Ｔ系统，存在定时误差超前（ｂ）和滞后 （Ｃ）５０个采样值时，对解调信号的星座与原始信号星座（１６ＱＡＭ）（ａ）进行了比较。当 符号定时在允许区时（ｂ），解调信号的星座只产生相位旋转，而当符号定时超出允 许区时（ｃ），由于ＩＳＩ和ＩＣＩ的影响，解调信号除相位旋转外，还出现发散。 ２．４．２载波和采样钟同步 在ＯＦＤＭ系统中，由于发送和接收振荡器之间存在不匹配性，使得发送端和接 收端存在载波频率偏差。频率偏差将导致接收信号的频移。若频率偏差是子载波 频率间隔的整数倍，各子载波间的正交性仍得以保持，只是数据符号相对于子载 波产生了移位。若频率偏差不是子载波间隔的整数倍，将引入子ＩＣＩ。对有大量子 载波组成的ＯＦＤＭ系统来说，子载波带宽相对整个信道带宽来说小得多。因此，少 量的频率偏移将会导致ＢＥＲ性能实质性的降低“…。上海交通大学工学博士学位论文假设发射信号与（２―１５）式相同，若收发两端存在频差ｅＡｆ，Ｈ＜１，Ⅳ为子载波频率间隔，则解调信号为，Ⅳ一ｌⅣ。础，＝告ａ（占）ｎ。∥＋∑∑ａｍ，ｋ ｅｘｐ（ｊ２ｚ”（ｋ一¨占）／Ⅳ）』ｏ（２锄）ｎ＝０≈＝一Ｋ ｔ≠七’式中口（ｓ）＝∑。Ｎ：－０１ｅｘｐ（ｊ２ｚｅＨ／Ⅳ）“Ⅳｓｉｎｃ（昭）。（２―２０）式右边第二项为ＩＣＩ。由载波频偏造成的ＩＣｌ的功率可近似为“”３盯，２。三ｆ艇１２。’（２－２１）３、ＩＣｌ造成的系统信噪比损失为％ｚ盎（搿）２?ＳＮＲ由（２－２２）式，归一化载波频偏占必须小于０．０１８７。（２－２２）式中ＳＮＲ＝皿／Ⅳ。。例如，假设期望系统在砜＝２０ｄＢ时，信噪比损失小于０?５ｄＢ，图２－８载波频偏为０．０５时解调信号的星厘斟ｗｉｔｈ ＣＦＯ ２ ０．０５ Ｆｉｇ．２－８ Ｔｈｅ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｏｆｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ图２―８为ＡＷＧＮ信道下，ｇ＝０．０５时，２Ｋ模式的ＤＶＢ―Ｔ系统，解调信号的星座。 由图可见，载波频偏（ＣＦＯ）一方面造成星座整体相位旋转，另一方面，由于ＩＣＩ的 影响，星座点产生发散现象。 在接收机中，ＡＤ采样的时钟应尽量与发射机中ＤＡ的时钟一致，但实际系统中 不可能做到完全一致，即ＡＤ采样频率总会高于或低于ＤＡ转换速率ａ当采样频率 高时，则在一个ＯＦＤＭ符号有效周期内会采到多于Ｎ点的采样值。反之，则会少于第二章ｏＦＤＭ通信系统及时变信道特性Ⅳ点。而且这种采样点数的偏差会随着时间逐渐增加。若不加以校正，仍用ＪⅣ点的ＦＦＴ进行解调时，解调后的数据符号就会发生相位旋转的累积，而引起的相位突变，最终产生ＩＣＩ和ＩＳＩ。 采样钟频偏对ＯＦＤＭ系统会产生两方面的影响“““。一方面，导致ｏＦＤＭ符号的 采样瞬时将会发生漂移；另一方面，造成解调信号相位随子载波线性旋转。假如采样钟偏为ｆ＝（Ｔ＇－丁）／ｒ，Ｔ为理想采样间隔，丁’为实际采样间隔。那么，在观测的第ｍ个ＯＦＤＭ符号时刻，采样钟偏导致采样时刻偏移ｆｍＭ个采样值。同时，第≈个子载波上解调的信号产生的相位旋转为２玎（Ⅳ＋Ⅳ，１驰／Ⅳ。 ２．５信道时变对系统性能的影响在时变信道下，当路径衰落在一个ＯＦＤＭ符号时期有明显变化时，解调的信号 会产生ＩＣＩ。假设信道多普勒频谱如（２－１０）式，并且多径信道总功率归一化为ｌ， 则由信道时变衰落造成的ＩＣＩ功率为“”１吃ｚ去（石厶正）２（２＿２３）式中厶为最大多普勒频移，兀为ＯＦＤＭ符号有效长度。如果将厶互替换（２―２２）式 中的载波频偏ｓ，由多普勒频移造成的系统信噪比损失也可用（２―２２）式表示，只不 过信噪比损失需要再乘上１／２。图２－９多普勒频偏为３００Ｈｚ时，解调信号的星座图Ｆｉｇ．２－９ Ｔｈｅ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｏｆｄｅｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｗｉｔｈ Ｄｏｐｐｌｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｈｉｆｔ ３００Ｈｚ图２－９为ＴＵ信道下，多普勒频移３００Ｈｚ时，２Ｋ模式的ＤＶＢ―Ｔ系统，解调信号圭耋奎鎏銮兰三兰堡圭主竺兰兰的星座。由图可见，由于各路径独立衰落，多普勒频偏没有造成的星座整体相位 旋转，只是由于ＩＣＩ的影响，星座点产生发散。２．６本章小结在本章中，首先讨论了时变多径信道的统计特性，并给出了论文中将采用的ＧＳＭＴＵ和ＨＴ两种信道模型及其统计特性。然后，介绍了ＯＦＤＭ系统的基本原理，并与传统单载波的系统进行了优、缺点的对比。接着着重讨论了符号定时，载波 和采样钟同步对ＯＦＤＭ系统性能的影响。最后，讨论了信道时变对ＯＦＤＭ系统的影响。通过分析可知，ＯＦＤＭ系统的同步技术，以及多径信道下，尤其是长多径信道 下，ＯＦＤＭ系统克服信道时变的技术将是ＯＦＤＭ用于宽带移动通信的关键技术，这也 为本论文的研究提供了一定的方向。第三章导频辅助的载波频偏估计算法第三牵导频辅翻鑫每载波频偏估计算法３．１引言在实际应用的ＯＦＤＭ系统中，接收机与发射机载波频率总有偏差；接收机本地 振荡器还存在频率漂移：在移动接收辩还存套多善勒频移，这些因素都给按牧癌 号的准确同步带来困难。ＯＦＤＭ系统的主要缺点之一就是对发射机和接收机之间的 载波蒙镶程当敏感。翔巢在嫠牧极中不戆准臻邈绩诗并静搂簇镶，熬镶痿号中蚤 子载波之间将念失去正交性，从而造成ＩＣＩ，严重降低系统ＢＥＲ性能“”。 在ＯＦＤＭ系绫中，一般终载波菝编分藏小数倍菝璃秘整数倍菝德。若雳载波菝 偏除以子载波间隔，所得之小数即表示小数倍频偏，而整数则表示为熬数倍频偏。 之所隘将载渡颁偏这样分裁，怒透为小数倍移熬鼗倍猿偏对ＯＦＤＭ系绕会产生不同 的影响。利用这些影响，采用不同的算法，分别对小数倍和整数倍频偏进行估计 和卒｝偿，可醵简化ＯＦＤＭ系统的设计。邋常，ＯＦＤＭ系统辅用革位时闻肉接收信号的相位旋转信息供计小数倍频偏，而利用解调信号的子泼波位黢偏移量估计整数倍频偏。 常用的载波频偏估计方法有喜估计““７ ３和搏频辅助灼估计“４“两哥申。在盲戗诗 方法中，一般利用循环前缀的相关性估计小数倍载波频偏。Ｅ自于循环前缀结构的 特点，该算法豹最大频镰估计菠曩为予载波频攀闯蕊瓣一半。国予覆环兹缀翳受 噪声和液落的影响，该方法在多径信道，尤其是在时变多径儒道下，性能难以保 涯”３。瓣此，零爝于撼获玲段戆小数穰载波频镶邃售诗。至予等频辕瓒赘载波频 偏估计方法，一般可分成两类，分别对应ＯＦＤＭ突发和连续两种传输模式。对于突 发传簸熬ＯＦＤ§／系绞““，一般在一缝ＯＦＤＭ簿号中薤入装子令为瓣步将疑设诗懿涎 域训练符号。由于这些训练符号在接收机中是已知的，载波频偏可以通过检测训 练符号谯一定瓣麓两的裾位旋转估诗磁来。由予蘸练符号发送静闻隔较长，钛箍 使得载波频偏估计更新的周期较长，因此，该方法不适用于快时变信道。对于连 续传输的ＯＦＤＭ系统““，每个ｏＦ隧符号嘻ｆ蔺定安捧若予个子载波雳予传输导籁（连 续导频）。当信道在两个ＯＦＤＭ符号时期变化不大时，可以通过连续两个ＯＦＤＭ符号上海交通大学工学博士学位论文中的连续导频的相关性估计整数倍载波频偏。而载波频偏可以通过检测连续两个 ＯＦＤＭ符号中相同子载波上的导频符号的相位旋转估计出来。因此，采用该算法的 频偏估计更新周期较短，适用于快时变信道。然而，采用连续导频估计载波频偏 最大的缺点是会降低系统的频谱效率。 在ＯＦＤＭ系统中，常采用离散导频来估计信道“２’。。３。如果将离散导频用于频 偏估计，则可以提高系统的有效载荷。但是，由于相邻两个符号的离散导频是相 互错开的，使得连续两个ＯＦＤＭ符号中的离散导频根本就不相关，因而不能直接估 计载波频偏。尽管有些０ＦＤＭ系统的离散导频具有周期性，（如ＤＶＤ―Ｔ系统“”间隔４ 符号的离散导频完全相同），但是导频之间的时间间隔太长，导致载波频偏校正时 间延长，因此不适用于快时变信道。 由于每个ＯＦＤＭ符号的离散导频对接收机而言是己知的，可通过每个接收符号 中的离散导频与本地生成的离散导频的相关性估计整数倍载波频偏。但是当定时 误差较大时，接收的离散导频相位发生较大的旋转，导致接收的与本地生成的离 散导频之间的相关性减弱，从而降低了载波频偏估计性能。 本章中提出的采用离散导频载波频偏估计方法“１’”１，将接收信号中子载波序号 之和为常数的解调数据对相乘后，再与接收机本地生成的离散导频进行相关运算， 从而消除了定时误差的影响，并且该算法可在一个ＯＦＤＭ符号时期内估计整数倍载 波频偏。若采用连续两个ＯＦＤＭ符号中的离散导频与本地生成的离散导频作相关运 算，则可降低信道频率选择性衰落的影响，进一步提高整数倍载波频偏估计的性 能。为快速跟踪小数倍载波频偏，采用连续两个ＯＦＤＭ符号中的离散导频与本地生 成的离散导频分别相乘后，再作相关运算，可以求得一个ＯＦＤＭ符号时期内的相位 旋转。但是，由于褶邻两个符号的离散导频是相互错开的，在多径信道下或系统 存在定时误差时，采用离散导频求得的相位旋转会存在偏差。若信道时延扩展不 是很大时，可以假设相邻子信道频率响应变化不大，此时可以忽略多径的影响。 同时，如果定时误差能够被采用离散导频的算法准确估计出来，则可以从估计的 相位旋转中去除离散导频位置偏移造成的相位旋转后，再求得小数倍载波频偏。３．２系统模型假设ＯＦＤＭ调制由Ⅳ点的离散傅立叶逆变换完成。在Ⅳ个子信道中，２Ｋ＋ｉ个 用于传送数据符号。第ｍ个ＯＦＤＭ符号时期第＾个子信道传送的数据为。蛳。加入％第三辩导频辅助的载波领偏估计算法点的循环前缀飚，第ｍ个０ＦＤＭ符号时期发送的Ｍ（Ⅳ。＝Ⅳ＋Ｎ。）个离散值为‰矿寿＾邑ａｍ，ｋ ｅｘｐ（ｊ２ｚｃｎｋ／Ｎ），ｎ＝一Ⅳｇ，…，一１，０，１，一．．，Ｎ―ｌ》１）假设每个ＯＦＤＭ符号频谱保护带至少为ａＢ，口和Ｂ分别为成形滤波器的滚降系数 霸豢宽。鳗此，传臻鸵信号中忽赡了威澎滤波器豹影响。 假设信道冲击响应为颤（ｎ）＝∑岛；。艿《ｎ一弓）（３―２）式中三为多径蘩道路径数，≈为蠢采徉简黼螽一诧的第瑾爵径煞对延，并虽％一０。 岛：。为时变信道第，条径在第ｍ个ＯＦＤＭ符号时刻的冲击响应。为便于分析，系统模 整中镁设信遥在一个ＯＦＤＭ符苟内不交（即准静态信道），僵程仿真中，采舔盼是 时变信邋。经过时变信道后，接收的信号存在载波频偏，定时误差和采样钟误差。出于载波频偏和定对误差对系统性雒的影响眈采样钟误差的影响大褥多，敌只考虑前两项，面假设接收枧采样铷理想同步。若收发两端存在频麓△Ｆ，予载波阗隅 为△，，则有△Ｆ＝ｐ＋≈，）够《３－３）式中占和＂，分别为小数倍和整数倍频偏。假设由循环前缀实现的符号定时粗同步将 ＦＦＴ窗开在捕获允许区，并存在定辩误麓为孝，毽没有静致符弩闻干挠。去除循环 前缀后，第ｍ个ＯＦＤＭ符号时期接收的用于解调的Ｎ个离散值为ｔＫ‰２专。曼Ｈｍ，ｋａｍ，ｋ ｅｘｐ（ｊ２ｚｎｋ／Ｎ）’ｅｘｐ｛ｊ２ｘ（ｎＩ＋ｇ）（ｍＮｓ＋Ｎｇ＋ｎ）／Ｎ｝，Ｈ＝ｏ，ｌ，．．．，Ｎ一１ｔｅｘｐ（ｊ２死《ｋ｜Ｎ）斗Ｗｍ．ｎ （３―４）Ⅳ。，ｔ＝∑＝ｈ，，。ｅｘｐ（一ｊ２ｘｋｖｉ，Ⅳ），为第ｍ个ｏＦＤＭ符号时期的第☆个子信邋的簇率确寂ｅ Ｗｍ．。为热链薅袈自噪声。繁ｍ令ＯＦＤＭ符号辩期第≈个子薅遴解调缤号为上海交通大学工学博士学位论文‰２者三协蹦“。２ｒｃｎｋ／Ｎ）＝寺口（ｓ）日。护一口。ｐ。，ｅｘｐ（ｊ２ｘ善ｋ／Ｎ）’ｅｘｐ｛ｊ２ｘ（ｎｉ＋占）（掰Ｎｓ＋Ｎｇ）／Ⅳ｝＋ｒ／ｍ，七＋％，后式中口（ｓ）＝∑。Ｎ：－０１ｅｘｐ（ｊ２ｎ＇ｏｃ．ｎＩＮ），‰，≈为子信道间干扰ｍＪ删，％，々为频域加性高斯自噪声。由（３－５）式可见，载波频偏和定时误差将对解调信号产生以下影响： １）载波频偏导致解调数据产生时变相位旋转； ２）整数倍载波频偏导致解调数据位置频 ｎ１个子载波；（３―５）３）小数倍载波频偏占导致解调数据的能量衰减，并导致子信道间干扰； ４）定时误差｛导致解调数据相位旋转，该相位与数据所在子信道频率成比例关系。３．３采用连续导频的载波频偏估计算法３．３．１整数倍频偏估计 由式（３―５）可见，整数倍频偏ｎ，将造成０ＦＤＭ解调后数据在子载波位置上循环 偏移ｎ，个子载波。整数倍频偏估计的基本思想就是利用数据在子载波位置上的偏 移量来估计频差。为检测数据偏移，ＤＶＢ一１、系统在每个符号的特定子载波位置共插 入了４５个连续导频“”。这些特定位置对每个符号是固定不变的，这样可以保证这 些子信道在时间上不间断地传输导频信号，这也是它们之所以被称为连续导频的 原因。文献［４２］给出了一种利用连续导频检测整数倍频偏的方法。该方法将前后 两个０ＦＤＭ符号的连续导频作移动相关，然后根据相关峰值的偏移量估计整数倍载 波频偏。 第ｍ一１和ｍ连续两个０ＦＤＭ符号的解调信号的相关输出信号为‰，女２ｚｍ，＆。ｚｍ―Ｉ，々＝击ｂ（ｓ）ｆ２ ｉ日础。ｉ２ ｅｘｐ（／２ａ－（ｎ，＋ｓ）Ⅳ，，Ⅳ）（３－６）ｆ∥２ｋ―ｎ，ｅＣ１×｛ｂｍ，ｌ：－ｎｔ６＾。，ｋ―ｎ，∈Ｄ｝＋形【０。ｔｈｅｒｗｉｓｅ】第三章导频辅助的载波频偏估计算法式中Ｃ为４５个连续导颓静子载波序号集，Ｄ为非连续静频子载波序号集。露２为 导频符号功率。≯∥表示所有干扰和噪声之和。同时，（３－６）式中假设连续两个ＯＦＤＭ 符号时期内信道变化不大。 根搬连续导频序号，将所有子载波序号属予集合盘Ｅ Ｃ÷ｉ中的相关输出信号靠，。进行累加，得到～个合矢量％广然后，通过搜索矢量ｆ％．『｜中的最大值，可以获得第ｍ个ＯＦＤＭ箍号孵猁整数傣载波频偏的估计为双＊一ａｒｇ警ｈ卜ｇ警陵叫，＝｝１７１，＋１７１】。３，ｓ。２小数馈缳馕售计‘３１）式中，袭示整数倍载波频偏搜索澈围。对于２Ｋ模式的ＤＶＢ―Ｔ系统，当整数倍载波频偏被准确估计，并且被补偿后，发射信号与接收倍号中只存 在小数詹鹃载波颓编。麓辩，第ｍ个０ＦＤ§／符号辩赣第枣个子缮道解谲谂号可表示为ｚｍ．ｋ２丙１ ｄ（ｓ Ｈｍ，ｋａｍ，ｋ ｅｘｐ｛ｊ２ｚｇ（ｍＮｓ＋Ｎｇ）ｊ Ｎ１（３－８） ｘｅｘｐ（ｊ２霹委，Ⅳ）÷蟹ｍ．￡＋蟛．§、两个连续ＯＦＤＭ符号ｍ一１和ｍ中的连续导频的相关输出信号为铂，ｋ ２‰，≈’Ｚｍ一１，ｋ；等ｌ‰，。限《占）１２哪（歹２瞄％，Ⅳ）＋弦一酣。玛’式中假设符号定时误差在连续两个０ＦＤＭ符号时期不变。由（３－９）可见，连续两个 ０ＦＤＭ符号中相弼予载波上的连续导频之阀的相位差为２ｚｃＮ。／Ｎ。小数倍载波频 偏估计的撼本思爆就是梭测导频符号在单位时间内的相位差。由（３－９）式可得第ｍ 个ＯＦＤＭ符号时期的小数倍载波频偏估计为 弱’ 窖。：写三；厂ａｒｇｆ∑茗。，§；（３－ｉ。） ％２面射奠急锄毒ｊ采题连续譬频熬载波频镶馈诗算法的频赣囊佶诗范凳为ｌ毒一ｌ《Ｎ／２Ｎ，。当缣妒间隙为ｌ／１６时，频偏估计范围为Ｉ＃。。。Ｉ＜８／１７ａ２７上海交通火学工学博士学位论文３．４采用离散导频的载波频偏估计算法３．４．１整数倍频偏估计在ＤＶＢ―Ｔ系统中，离散导频通常月抒信道估计…１。为在保证导频间隔小于信道相干带宽的条件下尽量少用导频，如ＤＶＢ―Ｔ系统的每个符号中每隔１１个子载波插 入一个离散导频。同时，为进一步提高系统在慢时变信道下的信道估计精度，每 个符号的离散导频位置是上一个符号离散导频位置在有效子载波范围内右移３个 予载波。ＤＶＢ－Ｔ帧结构“”如图３―１。Ｋ。。ｍ Ｉ７０４忭２Ｋ８１６ｉｆ８ＫＫ。。＝０Ｋ一。６●ｏ００００００００００●００００００ ０００００００●０００００００００００● ●ｏｏ●０００００００００００●ｏｏｏ…一ｏｏｏｏｏｏ００００■００００００００● ●０００００●０００００００００００●：：：：：Ｏ●０００００００００００●ｏｏｏＯＯ● ●００００００００●０００００００００？：：：：００００●ｏ００００００００００●００●留ｂ３●００００００００００Ｄ●ＯＯＯＯＯｏ：：：：：０００００００●ＯＯＯＯＯＯＯｑ９９０，●ＯＯ●０００００００００００●ｏｏｏ：：：＝００００００００００●ＯＯＯ０００００● ●０００００●０００００００００００●：：：：：Ｏ●０００００００００００●ｏＯ０００● ●００００００００●ｏｏｏｏＯ００００：：：：：ｏｏｏｏ●ｏｏｏｏｏｏｏｏＯｏｏ●ｏｏ● ●Ｏ００００００００００●００００００：：：！０００００００●ＯｏｏＯＯＯＯ００００● ●ｏＤ●ｏｏｏｏｏＤ０００００●ｏｏｏ：：：：：ＯｏＯＯｏｏｏＯｏＯ●００００００００●ＴＰＳ ｐｉｌｏｔｓ ａｎｄ ｃｏｎｔｈｌｕａｌ ｐｉｌｏｔｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ＫｍＩｎａ¨ｄ ＫⅧｎａｒｅ Ｎｏｔｉｎｄｌｃａｔｃｄ－ｂｏｏｓｔｅｄ耐ｌｏｔｏｄａｔａ图３―１ ＤＶＢ―Ｔ帧结构Ｆｉｇ．３－Ｉ ＤＶＢ－Ｔ ｆｒａｍｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅ正是这种移位，使得前后连续的符号内的离散导频位置和取值都不一样。通 过对ＤＶＢ―Ｔ系统帧结构的分析，发现所有符号中总共只有４种不同的离散导频